Điều khiển bộ lọc tích cực kiểu Shunt sử dụng dự báo mô hình dòng trên hệ tọa độ dq

Nguyễn Văn Chí Tạp chí KHOA HỌC & CÔNG NGHỆ 185(09): 95 - 102 
95 
ĐIỀU KHIỂN BỘ LỌC TÍCH CỰC KIỂU SHUNT SỬ DỤNG DỰ BÁO MÔ HÌNH 
DÒNG TRÊN HỆ TỌA ĐỘ dq 
Nguyễn Văn Chí* 
Trường Đại học Kỹ thuật Công nghiệp – ĐH Thái Nguyên 
TÓM TẮT 
Ngày nay các phụ tải phi tuyến có mặt nhiều hơn trong lưới điện do sự phát triển của công nghệ kỹ 
thuật điện tử, sự gia tăng các thiết bị chuyển mạch tần số cao do sử dụng các nguồn điện phân tán 
nhỏ(năng lượng mặt trời, gió v.v). Các phụ tải phi tuyến này sinh ra các sóng hài trên lưới và gây 
ra ảnh hưởng xấu đến chất lượng lưới điện thông qua các hiện tượng như tăng công suất phản 
kháng, quá tải các đường dây và thiết bị điện, hệ số công suất thấp. Bộ lọc tích cực kiểu shunt với 
biến tần nguồn áp có dòng điện điều chỉnh được(SAF) hiện nay là một thiết bị được sử dụng hiệu 
quả trong việc giảm sóng hài và tạo sự cân bằng dòng điện giữa các pha bằng cách tạo ra các dòng 
điện để bù lại sóng hài sinh ra từ các phụ tải phi tuyến. Trong bài báo này chúng tôi đưa ra một cấu 
trúc điều khiển tạo dòng điện bù của bộ lọc tích cực sử dụng kỹ thuật điều khiển dự báo mô hình 
dòng điện đầu ra của SAF. Cấu trúc điều khiển này có lợi thế hơn về khía cạnh quá trình quá độ so 
với cấu trúc điều khiển PI hiện đang sử dụng rộng rãi. Dòng điện cần bù được tạo ra sẽ bám theo 
một cách hiệu quả theo dòng điện đặt trên miền dq. Kết quả mô phỏng và thực nghiệm được thực 
hiện cho tải phi tuyến là mạch cầu chỉnh lưu toàn pha, có so sánh với bộ điều khiển PI cho thấy 
quá trình quá độ được cải thiện giảm từ 0,1s xuống 0,02s, chỉ số THD của dòng điện sau khi lọc 
sóng hài giảm từ 27,65% xuống 5,4%. 
Từ khóa: Bộ lọc tích cực kiểu Shunt(SAF), hệ tọa độ dq, lọc sóng hài, dự báo mô hình, tổng độ 
méo hài THD 
ĐẶT VẤN ĐỀ* 
Khi công nghệ kỹ thuật điện ngày càng phát 
triển, lưới điện trở nên phức tạp với nhiều loại 
phụ tải đặc biệt khác nhau, trong đó tăng dần 
các phụ tải công nghiệp, thương mại và trung 
tâm dữ liệu. Các phụ tải công nghiệp bao gồm 
động cơ được điều khiển bằng các bộ biến tần 
đóng cắt tần số cao, lò điện cao tần, các động 
cơ bão hòa; các phụ tải thương mại trong các 
tòa nhà cao tầng là các máy biến áp bão hòa, 
các phụ tải HAVC, các đèn LED, máy tính, 
các hệ thống điện toán lưu trữ dữ liệu v.v. Tất 
cả những loại thiết bị này được gọi chung là 
thiết bị phi tuyến vì chúng là nguyên nhân 
gây nên sóng hài trong lưới điện và có thể 
sinh ra các vấn đề về chất lượng hệ thống 
điện [1]. Một số vấn đề về ảnh hưởng xấu liên 
quan đến sóng hài bao gồm dao động trong 
động cơ, cháy máy phát, hỏng mạng máy tính 
v.v. Để đánh giá mức độ ảnh hưởng của sóng 
hài người ta dùng chỉ số THD, theo tiêu 
chuẩn IEEE Std 519, THD của dòng điện 
*
 Tel: 0944 122388, Email: ngchi@tnut.edu.vn 
trong hệ thống nên nhỏ hơn 5%. Để giảm ảnh 
hưởng của sóng hài, người ta sử dụng bộ lọc 
tích cực, bộ lọc tích cực mắc phía trước một 
nhóm phụ tải có nhiệm vụ bù các sóng hài bậc 
cao và bù công suất phản kháng thông qua 
một biến tần nguồn áp để điều chỉnh dòng cấp 
bù lên lưới. Vị trí của SAF như biểu diễn trên 
Hình 1(trên). Cấu trúc của SAF điển hình như 
Hình 1(dưới) [2]. Giả thiết dòng điện qua tải 
phi tuyến bị méo do sóng hài Li , SAF sẽ đo 
dòng Li và tính toán để đưa lên lưới dòng 
điện bù Ci sao cho dòng điện qua nguồn 
S L Ci i i luôn là hình sin. Có nghĩa là các 
nguồn hài của tải sinh ra sẽ được bù hết bằng 
Ci . Sách lược điều khiển SAF gồm hai mạch 
vòng: mạch vòng ngoài dùng để xác định 
dòng điện cần bù crefi dựa trên dòng tải Li , 
dòng điện cần bù này là setpoint cho mạch 
vòng trong hay dòng điện mong muốn mà bộ 
inverter phải tạo ra được để đưa lên lưới 
nhằm mục đích bù sóng hài và công suất phản 
kháng; mạch vòng trong có nhiệm vụ điều 
khiển tạo ra dòng bù Ci sao cho bám được 
dòng điện cần bù crefi bằng cách điều chỉnh 
Nguyễn Văn Chí Tạp chí KHOA HỌC & CÔNG NGHỆ 185(09): 95 - 102 
96 
nghịch lưu cầu 03 pha toàn phần nguồn áp 
dùng IGBT. 
Để thực hiện mạch vòng điều khiển ngoài, tức 
là tạo ra dòng điện cần bù, ta cần thêm một 
mạch vòng phụ, mạch vòng này có nhiệm vụ 
xác định công suất tác dụng tổn thất ttp , nhằm 
phục vụ cho việc tính toán dòng điện cần bù. 
Công suất tổn thất được xác định bằng bộ 
điều khiển PI nhằm duy trì một điện áp DC 
trên tụ của bộ inverter bằng hằng số. Hàm 
truyền để xác định bộ điều khiển PI cho mạch 
vòng phụ này có dạng: 
 G ( )
1
ex
ex
ex
k
s
st
 (1) 
trong đó ex ex/2 , 2/cok R V RCt , R là điện 
trở song song của tụ SAF, coV là điện áp danh 
định của tụ SAF, C là điện dung danh định 
của tụ SAF. Mạch vòng ngoài có nhiệm vụ đo 
dòng điện của tải và điện áp nguồn, sau đó 
tính toán ra được công suất phản kháng và 
công suất tác dụng cần được bù, từ đó tính ra 
được các dòng điện cần bù, thông thường các 
phép tính này được thực hiện trên hệ tọa độ 
dq. Trước hết dòng điện tải [ ]TLa Lb Lci i iLi , 
điện áp nguồn 3 pha [ ]Tsa sb scv v vsv được 
chuyển sang hệ tọa độ ab sử dụng phép biến 
đổi Clarke với ma trận chuyển đổi F 
2
3
s
s
v
v
a
ab
b
s s
v Fv , 
2
3
L
L
i
i
a
ab
b
L L
i Fi (2) 
với 
1 1/ 2 1/ 2
0 3 / 2 3 / 2
F 
được các dòng điện ,L Li ia b và ,s sv va b . Tiếp 
theo những điện áp và dòng điện này sẽ dùng 
để tính ra công suất tác dụng và công suất 
phản kháng tức thời được biểu diễn dưới hai 
thành phần tần số thấp và tần số cao như sau: 
s L s L
s L s L
p v i v i p p
q v i v i q q
a a b b
a b b a
 (3) 
trong đó ,p q là công suất tác dụng và công 
suất phản kháng tức thời tương ứng với tần số 
thấp và 
,p q tương ứng với tần số cao. Thành phần p 
được đưa qua bộ lọc thông thấp(LPF) để lọc 
bỏ thành phần hài tần số cao p , đầu ra của 
LPF chỉ còn thành phần công suất tác dụng 
tức thời ở tần số thấp p . Tiếp theo tính được 
công suất tác dụng và công suất phản kháng 
cần bù bằng công thức sau: 
 r tt tt
r
p p p p p p p
q q q
 (4) 
Sau đó các dòng điện cần bù 
[ ]Tcref cr cri iab a bi được tính toán như sau: 
2 2
1 rs s
cref
s s rs s
pv v
v v qv v
a b
ab
b aa b
i (5)
Hình 1. Vị trí đặt SAF (trên),Cấu trúc điển hình của SAF tạo dòng bù sử dụng inverter nguồn áp(dưới) 
Nguyễn Văn Chí Tạp chí KHOA HỌC & CÔNG NGHỆ 185(09): 95 - 102 
97 
Hiện nay có một số phương pháp tập trung cải 
thiện hơn nữa đáp ứng của mạch vòng ngoài 
như: lựa chọn mạch lọc LPF sao cho lọc tốt 
hơn nữa các thành phần bậc cao chỉ còn lại 
duy nhất thành phần sóng cơ bản [11]. Ngoài 
ra việc chỉnh định tốt hơn nữa tham số bộ 
điều khiển PI cũng được đề cập đến trong các 
công trình [12], [13] bằng cách xác định 
chính xác các giá trị R , coV và C của SAF, xét 
đến sự trôi thông số, cũng có thể cải thiện 
bằng một số biện pháp điều khiển thích nghi. 
Ngoài bộ điều khiển PI cho mạch vòng ngoài, 
một số công trình còn nghiên cứu sử dụng 
mạng Neural [14], [15], [19], mờ [16] và 
wavelet [17] để điều khiển mạch vòng ngoài. 
Mặt khác để nâng cao chất lượng mạch điều 
khiển vòng ngoài, một số biện pháp cải tiến 
tham số bộ điều khiển PI của mạch vòng phụ 
cũng đã được xem xét, ví dụ như sử dụng 
phương pháp tối ưu PSO [18]. Khi xét đến 
điện áp nguồn không là lý tưởng(non-ideal 
mains voltage), tài liệu trình này một kỹ thuật 
bù sử dụng hai bộ lọc thông thấp cho hai điện 
áp nguồn trên hệ tọa độ dq [20]. 
Đối với mạch vòng trong hiện nay có rất 
nhiều phương pháp để thiết kế bộ điều khiển 
như: điều khiển PI hay còn gọi là điều khiển 
tần số cố định hoặc điều khiển dòng trễ [2], 
[3]; kỹ thuật điều khiển SFX-ADF [4], [5]; kỹ 
thuật điều chế Delta [6], [7], [8] hoặc Dead–
Beat [9], [10]. Mạch vòng trong là mạch vòng 
được các tác giả tập trung nghiên cứu và đưa 
ra nhiều giải pháp nhằm cải thiện đặc tính 
động học, bù hiệu quả và triệt để sóng hài, 
giảm THD, cải thiện đặc tính quá độ, cải thiện 
đáp ứng đối với tính dao động của lưới phi 
tuyến v.v. Hiện nay việc ứng dụng các kỹ 
thuật hiện đại có khả năng như mạng neural 
[21] điều khiển mờ, tuy nhiên nếu áp dụng 
một mình cho mạch vòng trong trong một 
chừng mực nhất định có thể cải thiện thêm về 
mặt động học nhưng việc thực thi thực tiễn 
hoàn toàn khó khăn vì khó đáp ứng được về 
mặt tốc độ xử lý và khối lượng tính toán, do 
vậy những phương pháp đó hiện tại mới dừng 
ở mặt lý thuyết [22], [23]. 
Vì PI có những đặc điểm ưu điểm như đáp 
ứng nhanh, phù hợp với đặc tính động học rất 
nhanh của mạch vòng trong, dễ dàng cài đặt 
và chỉnh định, thực thi bằng mạch analog. 
Tuy nhiên nhược điểm của bộ điều khiển PI là 
động học không đầy đủ (inadequate) vì giới 
hạn dải tần của bộ điều khiển, do đó SAF có 
thể không đáp ứng được yêu cầu khi tải có 
bậc phi tuyến cao [13]. 
Để cải thiện đặc tính động học và chất lượng 
của bộ lọc người ta chủ yếu sử dụng bộ PI, 
sau đó bổ xung thêm các khâu feedforward để 
cải thiện thêm đặc tính động học và chất 
lượng lọc sóng hài của SAF, trong đó có sử 
dụng kỹ thuật bù dòng hài trên hệ tọa độ dq. 
Kỹ thuật này sử dụng hai khâu feedforward 
song song với hai bộ điều khiển PI trên hai 
trục dq cho phép giảm tính phức tạp khi thực 
hiện trên bộ vi xử lý thực [24]. Trong tài liệu 
[25] sử dụng kỹ thuật ADP(adaptive dynamic 
programming) để thiết kế hai bộ điều khiển 
feedforwad nhằm bù thêm đặc tính động học 
cho hai bộ điều khiển PI trên hệ dq, kỹ thuật 
này sử dụng mạng neural với hàm mục tiêu 
sao cho hai dòng di và qi bám theo một cách 
hiệu quả với dòng đặt, làm tăng tốc độ của bộ 
điều khiển PI dẫn tới khả năng bù sóng hài 
cao hơn. 
Bài báo này trình bày một phương pháp điều 
khiển mạch vòng trong của SAF sử dụng mô 
hình dự báo dòng điện đầu ra của SAF trên hệ 
tọa độ dq. Cấu trúc điều khiển này có ưu điểm 
hơn về khía cạnh quá trình quá độ so với cấu 
trúc điều khiển PI hiện đang sử dụng. Dòng 
điện cần bù được tạo ra sẽ bám theo một cách 
hiệu quả theo dòng điện đặt trên miền dq. Kết 
quả mô phỏng và thử nghiệm được thực hiện 
cho tải phi tuyến là mạch cầu chỉnh lưu toàn 
pha, có so sánh với bộ điều khiển PI cho thấy 
quá trình quá độ được cải thiện giảm từ 0,1s 
xuống 0,02s so trường hợp sử dụng bộ điều 
khiển PI, chỉ số THD của dòng điện sau khi 
lọc sóng hài giảm từ 27,65% xuống 5,4%. 
Cấu trúc của bài báo như sau: phần 1 là phần 
giới thiệu; phần 2 là cấu trúc điều khiển cho 
Nguyễn Văn Chí Tạp chí KHOA HỌC & CÔNG NGHỆ 185(09): 95 - 102 
98 
mạch vòng trong của SAF, phần 3 là kết quả 
mô phỏng và thử nghiệm, phần 4 là kết luận. 
ĐIỀU KHIỂN MẠCH VÒNG TRONG CHO 
SAF DÙNG DỰ BÁO MÔ HÌNH DÒNG 
ĐẦU RA TRÊN HỆ TỌA ĐỘ dq 
Cấu trúc điều khiển như mô tả trên Hình 2. 
Để xây dựng mô hình dự báo dòng đầu ra cho 
SAF ta sử dụng phương trình mô tả SAF trên 
hệ tọa độ abc viết theo định luật Kiechop II 
như sau, với [ ]Tafa afb afcv v vafv là véc tơ 
điện áp của SAF: 
d
R L
dtaf c c s
v i i v (6) 
trong đó R và L là điện trở và điện cảm của 
cuộn kháng đầu ra SAF. Chuyển sang hệ tọa 
độ dq dùng phép biến đổi F , điện áp đầu ra 
bộ điều khiển mạch vòng trong trên hệ tọa độ 
dq là 
0
2
3
T
sd sq s
v v v
sdq s
v Fv (7) 
với F được xác định trong tài liệu 0. 
Hình 2. Cấu trúc điều khiển mạch vòng trong 
SAF dựa trên dự báo mô hình dòng đầu ra trên hệ 
tọa độ dq 
Ta có phương trình (6) viết trên hệ toạ độ dq là 
0
[ ( ) ( ) ( )]
T
cq cd c
R L i k i k i k
d
L
dt
w
afdq cdq
cdq sdq
v i
i v
 (8) 
Để xây dựng mô hình dự báo, ta rời rạc phương 
trình trên với chu kỳ trích mẫu sT được 
0( ) ( ) [ ( ) ( ) ( )]
 + ( ) ( 1) ( )
T
cq cd c
s
k R k L i k i k i k
L
k k k
T
wafdq cdq
cdq cdq sdq
v i
i i v
(9)
 Thành phần 0[ ( ) ( ) ( )]Tcq cd cL i k i k i kw là mối 
liên kết chéo trên hai trục d và q. Giả thiết 
điện áp nguồn là đối xứng, hình sin, ta có thể 
bỏ qua ( )ksdqv , vậy khi đó phương trình (9) 
còn lại là 
0
( ) ( )
( ) ( 1)
 [ ( ) ( ) ( )]
s
s s T
cq cd c
RT L k L
k k
T T
L i k i k i kw
cdq
afdq cdq
i
v i
(10)
 Dựa vào phương trình này, viết tiến lên một 
chu kỳ trích mẫu 1k k , ta được mô hình 
dự báo dòng điện của SAF tại thời điểm 
1k là: 
2 2
0
( 1)
( 1) ( )
[ ( ) ( ) ( ) ]
s
s s
s T
cq cd c
s
T k L
k k
RT L RT L
LT
i k i k i k
RT L
w
afdq
cdq cdq
v
i i
(11)
Khi mô hình hóa bộ điều khiển dự báo, tín 
hiệu hiệu chỉnh phản hồi cần phải được xét 
đến độ trôi trong các phương trình mô hình 
phụ thuộc vào tính phi tuyến tự nhiên của 
APF, gọi sai lệch giữa dòng thực đầu ra của 
SAF đo được ( )kcdqmi và dòng dự báo ( )kcdqi 
thông qua mô hình (11) tại cùng thời điểm 
trích mẫu là ( ) ( ) ( )k k kcdqm cdqe i i . Do vậy sai 
lệch ( )e k cần được thêm vào dòng đầu ra dự 
báo của SAF để hiệu chỉnh lại, gọi dòng điện 
đầu ra của SAF dự báo sau khi đã hiệu chỉnh 
là cˆdqi , ta có: 
ˆ ( 1) ( 1) ( )k k kl
cdq cdq
i i e (12) 
với l là hệ số hiệu chỉnh. Sử dụng hàm mục tiêu: 
2ˆ ( 1) ( 1) ( 1)J k k kx g
cdq crefdq afdq
i i v (13) 
trong đó ,x g lần lượt là các hệ số hiệu chỉnh 
trọng số của sai lệch dự báo và của biến điều 
khiển. Chú ý rằng các biến điều khiển của 
SAF là điện áp afdqv là lệnh đặt vào SAF. 
Thay ( 1)kcdqi bằng công thức (11) ta được 
2
2
ˆ( ( 1) ( ) 2 ( 1) ( 1)
 ( 1)) ( 1)
J k k k k
k k
x l
g
cdq cdq crefdq
crefdq afdq
i e i i
i v
(14) 
Để tìm điện áp điều khiển SAF tại thời điểm 
tiếp theo ( 1)kafdqv , ta đạo hàm J và cho bằng 
không, hay / 0dJ dt ta được 
2 2
( 1)
 ( 1) ( ) ( )
s s
s s
s
T RT L
k
RT L T
L
k k k
RT L
x
g x
afdq
crefdq cdq
v
i i e
 (15) 
Luật điều khiển mạch vòng trong cho SAF 
được xây dựng theo biểu thức (15) có cấu trúc 
tương đối đơn giản, trong đó tác động điều 
Nguyễn Văn Chí Tạp chí KHOA HỌC & CÔNG NGHỆ 185(09): 95 - 102 
99 
khiển tại thời điểm tiếp theo là điện áp điều 
khiển cho mạch điều chế vector không gian 
nhằm điều khiển IGBT sao cho tạo ta dòng 
điện bù như dòng điện bù mong muốn. Trong 
luật điều khiển (15) có kể đến dòng điện bù 
dự báo tại thời điểm 1k , ( 1)kcdqi , với mục 
tiêu là sao cho sai lệch giữa dòng điện dự báo 
đầu ra của SAF ˆ ( 1)kcdqi và dòng điện đầu ra 
mong muốn ( 1)kcrefdqi của SAF là nhỏ nhất 
tại thời điểm tiếp theo, hàm J tiến tới min. 
Hàm mục tiêu J có hai thành phần đó là thành 
phần sai lệch ˆ ( 1) ( 1)k kcdq crefdqi i và thành 
phần điện áp điều khiển ( 1)kafdqv với hai hệ 
số hiệu chỉnh là x và g . Khi chú trọng đến 
yêu cầu sai lệch ˆ ( 1) ( 1)k kcdq crefdqi i càng 
nhỏ thì ta sẽ hiệu chỉnh tham số x tăng lên, 
còn khi chú trọng đến tác động điều khiển sao 
cho nhỏ nhất thì ta sẽ hiệu chỉnh tham số g . 
KẾT QUẢ MÔ PHỎNG VÀ THỰC 
NGHIỆM 
Các tham số của mạch mô phỏng: Tải phi 
tuyến bao gồm mạch cầu chỉnh lưu toàn chu 
kỳ cấp điện áp cho tải một chiều có 10tR , 
mắc song song với tải tuyến tính 3 pha không 
cân bằng có các thông số 
2 , 4 , 6LA LB LCR R R . Trở kháng đường 
dây của tải là 60.001 , 10Lr LrR L H . Nguồn 
ba pha đối xứng có 380 , 50dU V f Hz , điện 
cảm của nguồn là 810LnL H . Trở kháng 
đường dây từ nguồn đến tải có 
60.001 , 10gl glR L H . Mạch lọc tích cực có: 
nghich lưu IGBT có: điện trở snubber 
10000 ,sR điện dung snubber ( ),sC F 
điện trở khi đóng: 410onR , điện áp rơi 
trên IGBT và Diod lần lượt là 1V và 1V, thời 
gian 6 610 , 2 10f tT s T s , Cuộn kháng làm 
mịn có điện cảm 31.2 10ckL H . Bộ điều 
khiển phụ PI: có 0.1; 1p iK K , 1000dcU V . 
Chu kỳ trích mẫu tính toán 65.10 ,sT s phương 
pháp tính đạo hàm là Tustin. Kết quả mô phỏng 
được thể hiện trên Hình 3 đến Hình 12. 
Hình 3 mô tả điện áp nguồn, Hình 4 là dòng 
điện qua tải hay cũng chính là dòng điện qua 
nguồn khi chưa sử dụng SAF. Hình 5 là dòng 
điện qua nguồn khi sử dụng SAF. Hình 6 là 
dòng điện bù đặt được xác định bởi mạch 
vòng ngoài và dòng điện bù thực được tạo ra 
bởi mạch vòng trong đưa vào lưới, các dòng 
điện bù thực tế của ba pha A, B, C được tạo ra 
bởi luật điều khiển (15). Hình 7 và Hình 8 là 
phân tích sóng hài của dòng điện tải và dòng 
điện nguồn sau khi sử dụng SAF. 
 Hình 3. Điện áp nguồn 
 Hình 4. Dòng điện tải, dòng điện nguồn khi chưa 
dùng SAF 
Hình 5. Dòng điện qua nguồn khi sử dụng SAF 
để lọc sóng hài 
Hình 6. Dòng điện bù đặt và dòng điện bù thực tế 
của SAF đưa vào lưới 
Hình 7. Phân tích sóng hài của dòng điện tải 
Hình 8. Phân tích sóng hài của dòng điện qua 
nguồn khi đã được lọc sóng hài bằng SAF 
Nguyễn Văn Chí Tạp chí KHOA HỌC & CÔNG NGHỆ 185(09): 95 - 102 
100 
Hình 9. Dạng điện áp trên tụ của SAF 
Hình 10. Dạng dòng điện bù đặt và dòng điện bù 
thực tế trên trục d 
Hình 11. Dạng điện áp điều khiển trên trục q 
Hình 12. Dạng điện áp điều khiển trên hệ trục 
tọa độ abc đưa đến điều chế véc tơ không gian 
Hình 13. Kết quả thử nghiệm khi lọc sóng hài, 
THD dòng điện giảm từ 24,8% xuống còn 5,4% 
Hình 9 là dạng biến thiên điện áp trên tụ của 
SAF. Hình 10 mô tả dạng dòng điện bù đặt và 
dòng điện bù thực tế trên trục d. Hình 11 là 
dạng điện áp điều khiển trên trục q. Hình 12 
là Dạng điện áp điều khiển trên hệ trục tọa độ 
abc đưa đến điều chế véc tơ không gian. Hình 
13 mô tả kết quả thử nghiệm khi lọc sóng hài, 
THD của dòng điện đã giảm từ 24,8% xuống 
còn 5,4%. 
KẾT LUẬN 
Bài báo này trình bày một phương pháp điều 
khiển dòng đầu ra của SAF trên hệ trục tọa độ 
dq sử dụng mô hình dự báo dòng của SAF, 
tác động điều khiển được xây dựng bằng cách 
cực tiểu hóa hàm mục tiêu liên quan đến hai 
thành phần đó là thành phần sai lệch giữa 
dòng điện dự báo đầu ra của SAF ˆ ( 1)kcdqi và 
dòng điện đầu ra mong muốn ( 1)kcrefdqi tại 
thời điểm tiếp theo và thành phần điện áp điều 
khiển ( 1)kafdqv . Luật điều khiển có dạng khá 
đơn giản và có thể thực hiện được bằng các 
mạch analog. Kết quả mô phỏng cũng như 
thực nghiệm thực hiện đối với tải phi tuyến 
bao gồm mạch cầu chỉnh lưu toàn chu kỳ cấp 
điện áp cho tải một chiều mắc song song với 
tải tuyến tính 3 pha không cân bằng chỉ ra 
rằng chất lượng lọc sóng hài đã đáp ứng tốt 
theo yêu cầu của tiêu chuẩn IEEE Std 519, 
trong đó THD của dòng điện sau khi lọc sóng 
hài có THD giảm từ 27,65% xuống 5,4% với 
biên độ sóng cơ bản bậc 1 chiếm gần 100%, 
các sóng hài bậc 3, 5, 9, 11, 13 không vượt 
quá 1% biên độ, thành phần sóng hài bậc 7 
chiếm 3%. Sau khoảng thời gian quá độ là 
0,012s dòng điện bù thực tế đầu ra của SAF ở 
ba pha A, B, C đã hoàn toàn bám theo dòng 
điện bù đặt được tạo ra bởi mạch vòng ngoài. 
Quá trình quá độ được cải thiện hơn so với 
phương pháp dùng bộ điều khiển PI trong tài 
liệu [28], [29]. 
LỜI CẢM ƠN 
Tác giả xin chân thành cảm ơn Trường Đại 
học Kỹ thuật Công nghiệp – Đại học Thái 
Nguyên đã hỗ trợ tài chính cho nghiên cứu 
này, trong khuôn khổ đề tài cấp trường mã số: 
T2016 -07. 
TÀI LIỆU THAM KHẢO 
1. Jian Dai, Minghao Wen, Ertao Lei, Yu Chen, 
Haihuan Wu, Xianggen Yin(2016), “A 
comprehensive Control Strategy Suitable for 
Reactive Power Compensation and Harmonic 
Elimination”, 12th World Congress on Intelligent 
Nguyễn Văn Chí Tạp chí KHOA HỌC & CÔNG NGHỆ 185(09): 95 - 102 
101 
Control and Automation (WCICA) June 12-15, 
2016, Guilin, China 
2. R.Zahiraa, A.Peer Fathimab, “A Technical 
Survey on Control Strategies of Active Filter for 
Harmonic Suppression”, International Conference 
on Communication Technology and System 
Design 2011, Procedia Engineering 30, 2012. 
3. R Arun; B Ramkiran; Ayyapan, “Shunt active 
power filter using Hysteresis and PI control for 
improving the power quality using MATLAB”, 
Green Engineering and Technologies (IC-GET), 
2015 Online International Conference on Green 
Engineering and Technologies (IC-GET), 27-27 
Nov. IEEE, 2015 
4. Shoji Fukuda, Takeshi, “SFX Algorithm Based 
Adaptive Control Of Active Filters Without 
Detecting Current Harmonics“, IEEE, 2004 
5. S. Fukuda; K. Muraoka; T. Kanayama, 
“Adaptive learning based current control of active 
filters needless to detect current harmonics”, 
Applied Power Electronics Conference and 
Exposition, 2004. APEC '04. Nineteenth Annual 
IEEE, 2004. 
6. E. Wiebe-Quintana,”Delta-Sigma Integral 
Sliding-Mode Control Strategy of a Three-Phase 
Active Power Filter using d-q Frame 
Theory”,Proceedings of the Electronics, Robotics 
and Automotive Mechanics Conference 
(CERMA'06) IEEE computer society, 2006. 
7. R. Kazemzadeh; J. Amini; E. Najafi Aghdam,” 
Sigma-Delta modulation applied to a 3-phase 
shunt active power filter using compensation with 
instantaneous power theory” 2010 The 2nd 
International Conference on Computer and 
Automation Engineering (ICCAE), 2010. 
8. A. Jeraldine Viji; R. Pushpalatha; M. Rekha, 
“Comparison of a active harmonic compensator 
with PWM and delta modulation under distorted 
voltage conditions” 2011 international conference 
on recent advancements in electrical, electronics 
and control engineering, 2011. 
9. R. Panigrahi; P. C. Panda; B. D. Subudhi 
“Comparison of performances of hysteresis 
and dead beat controllers 
in active power filtering” 2012 IEEE Third 
International Conference on Sustainable Energy 
Technologies (ICSET), 2012. 
10. C. Wang; Z. Zhou; Y. Liu; M. S. Kanniche; P. 
M. Holland; R. P. Lewis; S. G. Batcup; P. Igic “A 
predictive dead-beat PI current controller 
or active power filters” Proceedings of the 2011 
14th European Conference on Power Electronics 
and Applications, 2011. 
11. Aziz Boukadoum1,* and Tahar Bahi, “Fuzzy 
Logic Controlled Shunt Active Power Filter for 
Harmonic Compensation and Power Quality 
Improvement”, Journal of Engineering Science 
and Technology Review, 2014. 
12. Rajesh Babu Yamarthi, R.Srinivasa Rao, 
P.Linga Reddy, “Effect of PI controller 
parameters on the performance of Shunt Active 
Power Filter”, International Research Journal of 
Engineering and Technology, Volume: 03 Issue: 
10, 2016. 
13. Simone Buso, Member, Luigi Malesani, 
Fellow, and Paolo Mattavelli, Associate,” 
Comparison of Current Control Techniques for 
Active Filter Applications, IEEE transactions on 
industrial electronics, vol. 45, 1998. 
14. Xingang Fu and Shuhui Li, “A Novel Neural 
Network Vector Control for Single-Phase Grid-
Connected Converters with L, LC and LCL 
Filters” Energies 2016, 9(5), 328; 
doi:10.3390/en9050328. 
15. Yu Dongmei ; Guo Qingding ; Hu Qing ; Liu 
chunfang, “A Novel DSP Based Current 
Controller with Fuzzy Variable-Band hysteresis 
for Active Power Filters”, Transmission and 
Distribution Conference and Exhibition: Asia and 
Pacific, 2005. 
16. D.A Gadanayak, P.C. Panda, “A novel Fuzzy 
Variable Band Hysteresis Current Controller For 
Shunt Acticve Power Filters”, ACEEE Int. J. con 
Control System and Instrumentation, Vol. 02, No 
02. June 2011 
17. Malabika Basu*, Biswajit Basu, “A Wavelet 
Controller for Shunt Active Power Filter” 3rd IET 
International Conference on Power Electronics, 
Machines and Drives, Dublin, Ireland, 2006. 
18. Shubhendra Yadav, Vipin Kumar Singh, 
Satyendra Singh, “Particle Swarm Optimization 
Based Shunt Active”, 2017 4th IEEE Uttar Pradesh 
Section International Conference on Electrical, 
Computer and Electronics (UPCON) GLA 
University, Mathura, 2017. 
19. NIXUAN LIU AND JUNTAO FEI, “Adaptive 
Fractional Sliding Mode Control of 
Active Power Filter Based on Dual RBF Neural 
Networks” IEEE Access, volume 5, 2017 
20. Murat Kale, Engin Ozdemir, “Harmonic and 
reactive power compensation with shunt active, 
power filter under non-ideal mains voltage”, 
Electric Power Systems Research 74, 2005. 
21. M. A. M. Radzi and N. A. Rahim, “Neural 
network and bandless hysteresis approach to 
control switched capacitor active power filter for 
reduction of harmonics,” IEEE Trans. Industr. 
Electron., vol. 56, no. 5, pp. 1477-1484, 2009. 
22. X. G. Fu, S. H. Li, M. Fairbank, D. C. 
Wunsch, and E. Alonso, “Training recurrent 
Nguyễn Văn Chí Tạp chí KHOA HỌC & CÔNG NGHỆ 185(09): 95 - 102 
102 
neural networks with the Levenberg-Marquardt 
algorithm for optimal control of a grid-connected 
converter,” IEEE Trans. Neural Netw. Learn. 
Syst., vol. 26, no. 9, Sep. 2015. 
23. R. P. Aguilera, P. Acuna, P. Lezana, G. 
onstantinou, B. Wu, S. Bernet, and V. G. 
Agelidis, “Selective harmonic elimination model 
predictive control for multilevel power 
converters,” IEEE Trans. PowerElectron.,vol. 32, 
no. 3, pp. 2416-2426, Mar. 2017 
24. P. Karuppanan, Kamala Kanta Mahapatra, 
“Active harmonic current compensation to 
enhance power quality”, Electrical Power and 
Energy Systems 62 (2014) 
25. W. T. Guo, F. Liu, J. Si, D. W. He, R. Harley, 
and S. W. Mei, “Online supplementary ADP 
learning controller design and application to 
power system frequency control with large-scale 
wind energy integration,” IEEE Trans. Neural 
Netw. Lear. Syst., vol. 27, no. 8, pp. 1748-1761, 
Aug. 2016. 
26. Luca Tarisciotti, , Andrea Formentini, Alberto 
Gaeta, Marco Degano, Pericle Zanchetta, Roberto 
Rabbeni, and Marcello Pucci, “Model Predictive 
Control for Shunt Active Filters With Fixed 
Switching Frequency” IEEE transactions on 
industry applications, vol. 53, 2017 
27. LinZhang ; YongqiangHong ; Junbin Lin, 
“A novel control strategy for three-phase shunt 
active power filter using a Lyapunov function” , 
 Proceedings of The 7th International Power 
Electronics and Motion Control Conference, 
IEEE, 2012 
28. Consalva J. Msigwa, Beda J. Kundy and 
Bakari M.M. Mwinyiwiwa, Consalva J. Msigwa, 
“Control Algorithm for Shunt Active Power Filter 
using Synchronous Reference Frame 
Theory”,Technology International Journal of 
Electrical and Computer Engineering Vol:3, 
No:10, 2009 
29. M.T Benchouiaa, I.Ghadbanea, A.Goleaa, 
K.Srairib, M.H Benbouzidc, “Design and 
Implementation of Sliding Mode and PI 
Controllers based Control for Three Phase Shunt 
Active Power Filter”, The International 
Conference on Technologies and Materials for 
Renewable Energy, Environment and 
Sustainability, TMREES14, ScienceDirect, 
Energy Procedia 50 (2014). 
SUMMARY 
CONTROL OF SHUNT ACTIVE FILTER BASED ON CURRENT MODEL 
PREDICTION ON dq FRAME 
Nguyen Van Chi
*
University of Technology - TNU 
The nonlinear loads present more in the power systems in the practice today by developing of 
electronic technology and using the small distributed power sourses (solar power, wind power 
ect), this causes the increasing the high frequency switch devices ect in the power network. 
Nonlinear loads cause non-sinusoidal currents and voltages with harmonic components, increasing 
the reactive power, overload of power lines and electrical devices, low power factor and affecting 
badly to the networks. Shunt active filters (SAF) with current controlled voltage source inverters 
(CCVSI) are used effectly to reduce the harmonics and to balance the phases sinusoidal source 
currents by generating the currents to compensate the harmonic currents caused by the nonlinear 
loads. In this paper we suppose a control stratergy to generate the compension currents of SAF by 
using the current model predictive engineering. This method is better than the control strategy 
using PI controller in term of transient time. The desired compensation currents can track exactly 
the reference compensation currents on the dq frame. The simulation results implemented on the 
nonlinear load, a full bridge rectifier and 3 phase unbalance load, show that the transient period 
decrease from 0.1s to 0.02s in comparing with PI controller. The experimental results proof that 
the THD of source currents decrease rapidly from 24.8% to 5.4% when using the proposed 
method, 
Keywords: Active Power Filter, Power Quality, CCVSI, total harmonic distortion (THD), PI 
controller 
Ngày nhận bài: 11/7/2018; Ngày phản biện: 11/8/2018; Ngày duyệt đăng: 31/8/2018 
*
 Tel: 0944 122388, Email: ngchi@tnut.edu.vn