Tỉ lệ lỗi bit của hệ thống DCO-OFDM qua kênh truyền phản xạ khuếch tán

TAÏP CHÍ PHAÙT TRIEÅN KH&CN, TAÄP 20, SOÁ T4- 2017 
 Trang 163 
Tỉ lệ lỗi bit của hệ thống DCO-OFDM qua 
kênh truyền phản xạ khuếch tán 
• Đặng Lê Khoa 
• Huỳnh Quốc Anh 
• Nguyễn Vũ Linh 
• Nguyễn Hữu Phương 
Trường Đại học Khoa học Tự nhiên, ĐHQG-HCM 
• Hiroshi Ochi 
Kyushu Institute of Technology, Japan 
TÓM TẮT 
Kỹ thuật thêm điện thế nền DC cho tín hiệu 
OFDM được gọi là DCO-OFDM được sử dụng 
phổ biến trong hệ thống truyền thông không dây 
quang. Trong bài báo này, chúng tôi lần đầu tiên 
trình bày phương pháp xác định tỉ lệ lỗi bit 
(BER) cho hệ thống DCO-OFDM qua kênh 
truyền phản xạ khuếch tán bằng phương pháp số. 
Phương trình xác định tỉ lệ lỗi bit dựa trên phân 
tích hàm mật độ xác xuất của với giải định kênh 
truyền có phân phố Rician. Mô hình mô phỏng 
được đề xuất, và kết quả mô phỏng cho thấy phù 
hợp với phân tích lý thuyết. 
Từ khóa: DCO-OFDM, không dây quang, tỉ lệ lỗi bit, phản xạ khuếch tán 
MỞ ĐẦU 
Truyền thông không dây quang là một ứng 
viên tiềm năng cho mạng truyền thông không dây 
thế hệ thứ 5 (5G) [1]. Hiện nay, nhiều hệ thống 
không dây quang đang được đầu tư nghiên cứu 
và có thể đạt tới tốc độ vài trăm Mb/s [2]. Đường 
truyền không dây quang bị suy hao và phản xạ 
khuếch tán (diffuse reflection) tương tự như hiện 
tượng truyền đa đường trong truyền sóng điện từ. 
Khi đó, kỹ thuật OFDM được sử dụng để gửi 
luồng dữ liệu ở tốc độ cao. Do tín hiệu đặt vào 
các LED phải thực và không âm, nên kỹ thuật 
OFDM cần phải có những cải tiến. Nhiều kỹ 
thuật được đề xuất như cộng thêm điện thế nền 
một chiều (DCO-OFDM), xén đối xứng (ACO-
OFDM), phân cực vòng (CPO-OFDM), và sắp 
xếp các dữ liệu để tạo tín hiệu đơn cực (U-
OFDM) [3, 4]. Trong đó, hai kỹ thuật được quan 
tâm là DCO-OFDM do cấu trúc đơn giản và 
ACO-OFDM do hiệu suất sử dụng công suất cao. 
Các nghiên cứu trước đây đã quan tâm đến chất 
lượng, tốc độ, dải động, và dạng tín hiệu của hệ 
thống OFDM không dây quang [5-7]. Phần lớn 
nghiên cứu này tập trung vào kênh truyền 
AWGN. Tuy nhiên, kênh truyền không dây 
quang trong thực tế sẽ bị ảnh hưởng của phản xạ 
khuếch tán [8-11]. Hiện nay, có nhiều đề xuất 
khác nhau cho mô hình kênh truyền quang không 
dây. Đối với môi trường truyền trong nhà, phân 
bố Rician có thể được sử dụng để mô hình kênh 
không dây quang [12]. Bài báo này tập trung xây 
dựng các phương trình xác định tỉ lệ lỗi bit bằng 
phương pháp số cho hệ thống DCO-OFDM qua 
kênh truyền phản xạ khuếch tán. 
MÔ HÌNH HỆ THỐNG 
Gọi ( )D i là các bit dữ liệu đầu vào, các bit 
này sẽ ánh xạ chòm sao thành ký hiệu ( )X k . 
Các ký hiệu phức được tạo ra từ chòm sao M-
PAM, BPSK, QPSK hoặc M-QAM sẽ được ghép 
thành một cấu trúc nhất định 
fame
X . Do tín hiệu 
miền thời gian được sử dụng để điều chỉnh cường 
độ của LED nên các tín hiệu này phải thực và 
dương trước khi điều chỉnh cường độ LED [13]. 
Science & Technology Development, Vol 20, No.T4-2017 
Trang 164 
Có nhiều phương pháp để tạo tín hiệu thực và 
không âm. Phương pháp thêm DC khá phổ biến. 
Tất cả sóng mang đều được điều biến trừ tần số 
bằng không, tần số này sẽ là điện thế nền DC. Tín 
hiệu này sẽ bị xén phần âm để trở thành dạng đơn 
cực và thực hiện điều biến cường độ để tạo thành 
sóng quang [14]. Vì tín hiệu OFDM có tỉ số 
PAPR cao nên yêu cầu điện thế DC dc đủ lớn. 
Trong thực tế, tín hiệu này được xén bớt để giảm 
điện thế DC. Công suất tín hiệu ở miền quang 
( )s opt phụ thuộc vào công suất nền ,Tx bias bởi 
phương trình: 
( ) ,
2
s opt Tx bias dc (1) 
Tín hiệu sau khi ghép theo một cấu trúc 
DCO-OFDM được thực hiện biến đổi Fourier rời 
rạc ngược (IFFT) để tạo thành tín hiệu ở miền 
thời gian. Sau đó, khoảng tiền tố vòng được thêm 
vào để đảm bảo tín hiệu không bị can nhiễu liên 
ký hiệu (ISI). Khối chuyển từ lưỡng cực sang đơn 
cực ở hệ thống DCO-OFDM là thêm một điện thế 
DC trước khi xén các phần âm của tín hiệu. Để 
đảm bảo tín hiệu vào nằm trong dải hoạt động 
của LED (light-emitting diode), các tín hiệu này 
được xén bởi một ngưỡng xác định. Ảnh hưởng 
của xén đến đầu thu bằng cách giả sử tín hiệu 
( )uncs n được chuyển thành lưỡng cực ( )
bi
cs n . Lúc 
này, tín hiệu phát được biểu diễn bởi phương 
trình [6]: 
 bi cpc cs s dn t t , (2) 
với (0) / (0)bi cp cp cp
cs s s s
 , bi cp
cs s
 là hàm 
tương quan chéo của tín hiệu 
bi
cs và 
cps , cp cps s 
là hàm tự tương quan của tín hiệu cps với độ 
dịch thời gian là 0, ( )cd t là thành phần méo dạng 
do xén. Đồng thời do hàm chuyển của LED là 
không tuyến tính với tín hiệu vào, nên bộ tiền 
méo dạng được sử dụng để đảm bảo sự tuyến tín 
của tín hiệu ra ( )s t so với tín hiệu hiệu vào 
( )uncs n [15]. Tín hiệu ra với ảnh hưởng của xén 
được diễn bởi phương trình [6]: 
 ,( )
un
c Tx biass t s t , (3) 
với ,Tx bias là công suất nền của LED. Dữ liệu số 
được qua bộ chuyển đổi số sang tương tự (DAC) 
để tạo thành tín hiệu tương tự và điều khiển 
cường độ sáng của LED. Các DAC được thiết lập 
sao cho đầu ra phù hợp với phạm vi hoạt động 
của LED. Hệ thống OFDM không dây quang 
được mô tả như Hình 1. 
TAÏP CHÍ PHAÙT TRIEÅN KH&CN, TAÄP 20, SOÁ T4- 2017 
 Trang 165 
T
x
 b
it
s
S
y
m
b
o
l 
M
ap
p
er
R
x
 b
it
s
S
y
m
b
o
l 
D
em
ap
p
er
PD
( )s t
( )r t
( )cpr n
( )n t
Z
er
o
 F
o
rc
in
g
( )X k
IF
F
T
 &
 P
/S
ˆ ( )X k
B
ip
o
la
r 
to
 U
n
ip
o
la
r
( )D i
O
F
D
M
 a
ss
em
b
le
r
( )s n( )fameX k
S
/P
 &
 F
F
T
'( )X k
O
F
D
M
 d
is
as
se
m
b
le
r
ˆ ( )fameX k
ˆ ( )D i
P
re
-d
is
to
rt
io
n
&
 D
A
C
( )h t
U
n
ip
o
la
r 
to
 B
ip
o
la
r 
( )r n
optical 
channel
R
em
o
v
e 
C
P
( )unr n
C
li
p
p
in
g
A
d
d
 C
P
( )uns n( )cps n ( )uncs n
LED
A
D
C
( )unr t
Hình 1. Mô hình hệ thống OFDM không dây quang 
Tại đầu thu, ( )
unr t là dòng tức thời sau 
photodetector và tỉ lệ thuận với tổng công suất 
thu được: 
( ) ( ) ( ) ( ),un PDr t R s t h t n t (4) 
với PDR là đáp ứng của photodetector, là tích 
chập, ( )h t là đáp ứng của kênh truyền quang, 
( )n t là nhiễu nhiệt và nhiễu từ các nguồn khác 
được giả định là nhiễu AWGN. ( )h t có thể mô 
hình bởi phân bố dạng Rician gồm đường truyền 
thẳng và đường phản xạ khuếch tán [12, 16]. Tín 
hiệu ( )
unr t được lấy mẫu để chuyển sang số 
( )unr n . Sau đó, tín hiệu này được chuyển thành 
tín hiệu lưỡng cực và loại tiền tố vòng. Dữ liệu 
sau khi biến đổi FFT được cho bởi: 
' ( ) ( ) ( ) ( ),PDX f R H f S f N f (5) 
với ( )H f , ( )S f , ( )N f là biến đổi Fourier của 
( )h t , ( )s t và ( )n t . Giả sử, ở đầu thu ước lượng 
chính xác kênh truyền, tín hiệu ở đầu thu được 
tách bằng thuật toán ép không (ZF) như phương 
trình: 
1ˆ ( ) ( ) ( ).PDS f R H f N f
 X (6) 
Các ký hiệu mang thông tin ˆ ( )X k có được 
bằng cách chọn các vị trí mang thông tin theo cấu 
trúc DCO-OFDM. 
TỈ LỆ LỖI BIT CỦA HỆ THỐNG DCO-
OFDM 
Do giới hạn công suất LED phát cũng như để 
bảo vệ mắt, các tín hiệu DCO-OFDM trong hệ 
thống không dây quang bị xén bởi một hàm được 
mô tả bởi: 
, 0
 , ,
, 
DCO DCO
bot bot
DCO DCO
DCO bot top
DCO DCO
top top
A x A
p x x A x A
A x A
 (7) 
với 
DCO
botA là ngưỡng xén dưới của tín hiệu, x là 
tín hiệu OFDM tức thời, và 
DCO
topA là ngưỡng xén 
trên của tín hiệu. Hàm phân bố của tín hiệu DCO-
OFDM cũng giống như tín hiệu thông thường và 
tuân theo phân bố Gaussian được diễn tả bởi 
phương trình: 
2
2
,
1
2
DCO
s
DC
x
D
O
O
s
Cf x e
 (8) 
Science & Technology Development, Vol 20, No.T4-2017 
Trang 166 
với 
DCO
s là công suất trung bình của tín hiệu 
DCO-OFDM và được xác định bởi: 
( 2)DCO
s s
N
N
 . (9) 
Định lý Bussgang [17] được sử dụng để phân tính 
cho hệ thống DCO-OFDM gồm hệ số tương quan 
DCO , công suất sau khi xén tín hiệu 
DCO
c , và 
công suất méo dạng 
DCO
c . Giá trị lúc này sẽ 
là: 
2
21 1
.
2
DCO
s
x
DCO
s s
DCO DCO
xp x e dx 
 (10) 
Tích phân trên có thể được tách thành ba tích 
phân: 
2 2
2
2 22
2
1 1
1
.
2 1
DCO DCO
s s
DCODCO
topbot
DCO
bot
DCO
to
O
s
p
DC
DCO DC
Ax xA
DCO
bot
A
x
s
DCO
to
O
s s
DCO
DCp O
sA
xA e dx x e dx
xA e dx
 (11) 
Sử dụng phương pháp tích phân từng phần và đổi 
biến số, giá trị được xác định bởi: 
1 1
( ) ( ),
2 2
bot toperfc erfc   (12) 
với / 2bot bot
DCO
sA và 
/ 2top top
DCO
sA . 
Công suất tín hiệu sau khi xén được tính bởi 
phương trình (19). 
2
2( ( )) ( ) ( ) ,DCO un un unc c c cVAR s n s n s n (13) 
2 2 2
2
2 21 1
.
2 2
DCO DCO
s s
x x
DCO DDCO
c
DCO DCO
C
s
O
s
p x e dx p x e dx
 (14) 
Sử dụng các phương pháp tính tích phân từng phần và đổi biến số, 
DCO
c được xác định 
222
22
( )( )
( )( )2
1 1
( ) ( ) ( )
2 2
1 1
 ( ) ( ) ( ).
2
topbot
topbot
topbot
bot bot bot top
top top bot bot
DCO
to bot
c
p
erfc e e erfc erfc
erfc erfc e e erfc



   
     
 (15) 
Công suất méo dạng do xén trong hệ thống DCO-OFDM là: 
2 ,DCO DCO DCOs
DCO DCO
c c sG (16) 
với 
DCOG được xác định: 
22
22
( )( )2
( )( )2 2
1 1
( ) ( ) ( )
2 2
1 1
 ( ) ( ) ( ) .
2
topbot
topbot
topbot
bot bot bot top
top top bot bot t
D
p
C
o bot
O erfc e e erfc erfc
erfc erfc e e e
G
rfc



   
      
 (17) 
TAÏP CHÍ PHAÙT TRIEÅN KH&CN, TAÄP 20, SOÁ T4- 2017 
 Trang 167 
Chất lượng của hệ thống phụ thuộc vào tỉ số 
công suất tín hiệu trên công suất nhiễu do méo 
dạng và công suất nhiễu AWGN như sau [6]: 
2
( )
2
/
,
s elec B
DCO
DCO B
c
PD DC
D
G
SNDR
G
R h G
 (18) 
với ( )s elec là công suất điện, BG là độ lợi về 
băng thông, DCG là suy hao công suất có ích do 
thêm điện thế nền ,Tx biasP . Trong hệ thống DCO-
OFDM, hệ số DCG được xác định bởi: 
( )
2
( )
s elec
DC
s elec dc
G . (19) 
Khi đó, nếu giả sử kênh truyền chỉ có đường 
LOS, nhiễu của hệ thống chỉ là AWGN. Lúc này, 
kênh truyền h là hằng số và có thể giả định 
2
PDR h =1. Tỉ lệ lỗi bit của hệ thống được xác 
định qua tỉ số tín hiệu trên nhiễu và méo dạng 
SNDR do xén được xác định bởi: 
2
2
 = .
G
DCO
DCO
DCO B
c
DC
DCO
DC
s
s
D O BO
DC
C
s
SNDR
G
G
G
D
G
 (20) 
Nếu gọi  là tỉ số tín hiệu trên nhiễu và méo 
SNDR tức thời sau khi qua kênh truyền có đáp 
ứng ( )h t và nhiễu cộng,  sẽ có dạng: 
2 2
( ),c cDCO
DCO c
c c c
DCO
s c
B B
DCO DCO
DC
s DC s
p
G G
p
g p
p p
G G

 
 (21) 
với 
2
( )cp h t là công suất tức thời của tín hiệu. 
Tỉ số tín hiệu trên nhiễu của hệ thống được xác 
định: 
 2
0 0
log ,s
DC
s b
O E E
M
N N
 (22) 
với M là số mức điều biến, và 0/bE N là tỉ số 
năng lượng bit trên năng lượng nhiễu của kênh 
truyền AWGN khi chưa xén.  được viết lại như 
sau: 
2
0
.c
DCO B
sC
c
D
p
N
p G
E
G
G
 
 (23) 
Tỉ lệ lỗi bit của hệ thống phụ thuộc vào hàm mật 
độ xác suất của tín hiệu bị xén qua kênh truyền. 
Hàm này có thể được tính bằng cách sử dụng bổ 
đề được đề xuất bởi [18]. Trước hết, biến thành 
cp một hàm của ( )g  : 
2
0
( ).
( )
cc p
DCODC S
B
p g
G E
G
G N


 
 (24) 
Do cp là công suất tức thời ( 0cp ) nên điều 
kiện của  là 
20 / DCOG . Hàm mật độ 
xác suất của  được cho bởi: 
2( )
( ) , 0 .
G
c
c
c
p
p p DCO
dg
f f g
d

 
  

 (25) 
với 
cp
f là hàm mật độ xác xuất của cp . Trong 
hệ thống truyền thông không dây quang, cp 
có 
thể được mô hình theo phân bố Rician nên 
cp
f 
cho bởi phương trình: 
1
0
1 1
2 ,
c
r
c
K p
K
p c c
r r
K K K
f p e I p
 (26) 
với K
là tỉ số của đường LOS với các đường 
NLOS, 0I là hàm Bessel bậc 0 loại 1, và rP là 
công suất trung bình của kênh truyền. Hàm mật 
độ xác suất của 
khi qua kênh truyền Rician: 
Science & Technology Development, Vol 20, No.T4-2017 
Trang 168 
2
0
2 2
1
2 
02
0 0
1 1
2 ,
DCODC S
r
B
K
K
G E
G
G N
DCO DCODC S DC S
r r
B B
K K K
f e I
G E G E
G G
G N G N




 
 
 
 (27) 
với 
2
0 .
DCOG
 Tỉ lệ lỗi bit qua kênh truyền có hàm mật độ xác suất f  được tính bằng công 
thức [19]: 
0
.AWGNBER BER f d  
 (28) 
Tỉ lệ lỗi bit của hệ thống DCO-OFDM được xác định bằng cách thay f  vào phương trình trên. 
2
0
2
1
2 
2
0
0
2
0
2
0
( 1)
1
2 .
( 
)
DCODC
r
B
s
K
K
G EG G
G N
AWGN
DCODC
r
B
DC
s
O
r
B
sDC
K
BER BER e
G E
G
G N
K K
I d
G E
G
G N

 




 
 
 
 
(29) 
Thực hiện thay hàm Bessel cải tiến, phương trình trên được viết lại như sau: 
2
0
2
2
0
2
1
2 
2
0
0
1
2 cos
( )
( 1)
1
.
2
DCODC
r
B
DCO
r
sC
B
s
D
K
K
G EG G
G N
DCO AWGN
DCODC
r
B
K K
u
G E
G
G N
s
K
BER BER e
G E
G
G N
e dud
 


 






 (30) 
Để xác định tỉ lệ lỗi bit bằng phương pháp 
số, tỉ lệ lỗi bit qua kênh truyền AWGN được thay 
bằng phép tính tích phân. Khi đó, tỉ lệ lỗi bit 
được xác định thông qua phép tính tích phân 3 
lớp. Điều này có thể thực hiện dễ dàng bằng sự 
hỗ trợ của các phần mềm hiện nay [20]. Thí dụ, tỉ 
lệ lỗi bit tín hiệu QPSK ( 4)M 
được xác định 
bởi phương trình: 
TAÏP CHÍ PHAÙT TRIEÅN KH&CN, TAÄP 20, SOÁ T4- 2017 
 Trang 169 
2
2
0 0
2 2
2
0
0 1 1
2
2 22
 ( )
2
2
( 1)1
22
.
DCO
DCO DCODC b DC
DC
b
r r
B B
O
DCODC b
rG
BQPSK
DCO
K
DCO
D
K K
t K cosu
G E G E
G G
G N G N
CO
K
G E
G
G N
BER dtdud
e
  
  
 

  
 
 
 (31) 
KẾT QUẢ MÔ PHỎNG 
Hệ thống sử dụng 1024 sóng mang con, 
trong đó số sóng mang chứa thông tin là 511, 
khoảng bảo vệ là 2. Hình 2 là BER của hệ thống 
DCO-OFDM qua kênh truyền AWGN với các hệ 
số xén khác nhau. Trường hợp lý tưởng, hệ thống 
có các hệ số xén là bot và top . 
Trường hợp thứ nhất (case 1), thứ hai (case 2), và 
thứ ba (case 3) hệ thống có các hệ số xén tương 
ứng là 1,02bot và 8,2top , 
1,35bot và 4,73top , 2,25bot và 
2,25top . Trong đó, trường hợp thứ 3 được 
xem là trường hợp lý tưởng trong thực nghiệm. 
Kết quả mô phỏng tương thích tốt với các 
phương trình xác định BER tại các hệ số xén 
khác nhau. Kết quả cho thấy hệ thống của trường 
hợp lý tưởng cho kết quả tốt nhất. Tuy vậy, 
trường hợp thứ ba là tối ưu do có ý nghĩa thực 
nghiệm và BER thấp hơn so với các trường hợp 
còn lại. Trong trường hợp chọn được hệ số xén 
tối ưu, ảnh hưởng của xén tín hiệu là không đáng 
kể. Việc chọn các hệ số xén khác nhau ảnh hưởng 
nghiêm trọng đến chất lượng hệ thống. Ví dụ 
/ 15 dBb oE N , trường hợp thứ 3 có BER là 
43 10 , trong khi trường hợp thứ hai và thứ 
nhất có tỉ lệ lỗi bit tương ứng là 32 10 , và 
27 10 . Khi tăng /b oE N thì chất lượng càng 
có sự khác biệt đáng kể giữa các hệ số xén khác 
nhau do ảnh hưởng của nhiễu xén không đổi, 
trong khi nhiễu do các ảnh hưởng khác giảm. 
Chất lượng của hệ thống kém hơn so với kênh 
truyền AWGN ở Hình 2. Điều này cho thấy hiện 
tượng phản xạ khếch tán làm giảm chất lượng hệ 
thống. Hình 3 khảo sát tỉ lệ lỗi bit của hệ thống 
DCO-OFDM tại các trường hợp K khác nhau 
khi sử dụng hệ số xén lý tưởng. Kết quả mô 
phỏng phù hợp hoàn toàn với các hệ số K khác 
nhau. Khi đầu thu di chuyển xa đầu phát hệ số 
K sẽ giảm nhanh chóng và làm giảm chất lượng 
hệ thống. Tại / 20 dBb oE N , tỉ lệ lỗi bit tại vị 
trí 1K sẽ là 210 và khi 10K là 410 . 
Hình 2. BER của hệ thống DCO-OFDM qua kênh 
truyền AWGN 
Hình 3. BER của hệ thống DCO-OFDM qua kênh 
truyền phản xạ khuếch tán. 
Science & Technology Development, Vol 20, No.T4-2017 
Trang 170 
KẾT LUẬN 
Bài báo này đã xây dựng công thức xác định 
tỉ lệ lỗi bit của tín hiệu DCO-OFDM qua kênh 
phản xạ khuếch tán. Kết quả mô phỏng phù hợp 
hoàn toàn với các công thức tại các hệ số cắt và 
hệ số K . Các công thức này giúp xác định chất 
lượng của hệ thống DCO-OFDM. Tỉ lệ lỗi bit sẽ 
tăng đáng kể khi chọn hệ số cắt không chính xác 
hoặc khi di chuyển đầu thu phát ra xa. Phương 
trình xác định BER được xây dựng dựa trên hàm 
mật độ phổ công suất của tín hiệu bị xén qua 
kênh truyền fading. Công thức xác định tỉ lệ lỗi 
bit cần tính tích phân 3 lớp nhưng chúng có thể 
được thực hiện dễ dàng với dự hỗ trợ của các 
phần mềm hiện nay. Hiện nay, chúng tôi đang 
mở rộng việc phân tích tỉ lệ lỗi bit cho các hệ 
thống MIMO-OFDM 
Lời cảm ơn: Nghiên cứu này được tài trợ bởi 
Đại học Quốc gia Thành phố Hồ Chí Minh 
(VNU-HCM) trong khuôn khổ đề tài mã số 
C2014-18-05. 
Bit error rate of DCO-OFDM system over 
an indoor diffuse link 
• Dang Le Khoa 
• Huynh Quoc Anh 
• Nguyen Vu Linh 
• Nguyen Huu Phuong 
University of Science, VNU HCM 
• Hiroshi Ochi 
Kyushu Institute of Technology, Japan. 
ABSTRACT 
The technique named DC biased orthogonal 
frequency division multiplexing (DCO-OFDM) is 
the most popular method in optical wireless 
communication system. In this article, we 
describe for the first time an exact numerical 
computation for the bit error rate (BER) of DCO-
OFDM over an indoor diffuse link. The 
simulation model is also provided, and 
simulation results showed a good agreement with 
theoretical analysis. 
Keywords: DCO-OFDM, optical wireless, bit error rate, diffuse link 
TÀI LIỆU THAM KHẢO 
[1]. H. Haas, L. Yin, Y. Wang, C. Chen, What is 
LiFi?, Journal of Lightwave Technology, 
34, 1533–1544 (2015). 
[2]. D. Tsonev, S. Videv, H. Haas, Towards a 
100 Gb/s visible light wireless access 
network, Optics Express, 23, 1627–1637 
(2015). 
[3]. J. Armstrong, B.J.C. Schmidt, Comparison 
of asymmetrically clipped optical OFDM 
and DC-biased optical OFDM in AWGN, 
IEEE Communications Letters, 12, 343–345 
(2008). 
[4]. D. Tsonev, S. Sinanovic, H. Haas, Novel 
unipolar orthogonal frequency division 
multiplexing (U-OFDM) for Optical 
Wireless, in Vehicular Technology 
Conference (VTC Spring), 1–5 (2012). 
[5]. S. Dimitrov, H. Haas, Information Rate of 
OFDM-Based Optical wireless 
communication systems with nonlinear 
distortion, Journal of Lightwave 
Technology, 31, 918–929 (2013). 
[6]. S. Dimitrov, S. Sinanovic, H. Haas, 
Clipping noise in OFDM-based optical 
TAÏP CHÍ PHAÙT TRIEÅN KH&CN, TAÄP 20, SOÁ T4- 2017 
 Trang 171 
wireless communication systems, IEEE 
Transactions on Communications, 60, 
1072–1081 (2012). 
[7]. S. Dimitrov, S. Sinanovic, and H. Haas, 
Signal shaping and modulation for optical 
wireless communication, Journal of 
Lightwave Technology, 30, 1319–1328 
(2012). 
[8]. C.R. Lomba, R.T. Valadas, A.M. de 
Oliveira Duarte, Efficient simulation of the 
impulse response of the indoor wireless 
optical channel, International Journal of 
Communication Systems, 13, 537–549 
(2000). 
[9]. J.M. Kahn, W.J. Krause, J.B. Carruthers, 
Experimental characterization of non-
directed indoor infrared channels, IEEE 
Transactions on Communications, 43, 
1613–1623 (1995). 
[10]. J.B. Carruthers, J.M. Kahn, Modeling of 
nondirected wireless infrared channels, 
IEEE Transactions on Communications, 45, 
1260–1268 (1997). 
[11]. H. Schulze, Frequency-domain simulation 
of the indoor wireless optical 
communication channel, IEEE Transactions 
on Communications, 64, 2551–2562 (2016). 
[12]. Z. Ghassemlooy, W. Popoola, S. 
Rajbhandari, Optical Wireless 
Communications: System and Channel 
Modelling with MATLAB®: CRC Press 
(2012). 
[13]. R. Mesleh, H. Elgala, H. Haas, On the 
Performance of different OFDM based 
optical wireless communication systems, 
IEEE/OSA Journal of Optical 
Communications and Networking, 3, 620–
628 (2011). 
[14]. D.J.F. Barros, S.K. Wilson, J.M. Kahn, 
Comparison of orthogonal frequency-
division multiplexing and pulse-amplitude 
modulation in indoor optical wireless links, 
IEEE Transactions on Communications, 60, 
153–163 (2012). 
[15]. H. Elgala, R. Mesleh, H. Haas, Non-
linearity effects and predistortion in optical 
OFDM wireless transmission using LEDs, 
International Journal of Ultra Wideband 
Communications and Systems, 1, 143–150 
(2009). 
[16]. J.H. Churnside, S.F. Clifford, Log-normal 
Rician probability-density function of 
optical scintillations in the turbulent 
atmosphere, Journal of the Optical Society 
of America A, 4, 1923–1930 (1987). 
[17]. J. Bussgang, Crosscorrelation functions of 
amplitude-distorted gaussian signals 
Research Laboratory of Electronics, 
Massachusetts Institute of Technology, 
Technical Report, 216 (1952). 
[18]. H. Bouhadda, H. Shaiek, D. Roviras, R. 
Zayani, Y. Medjahdi, R. Bouallegue, 
Theoretical analysis of BER performance of 
nonlinearly amplified FBMC/OQAM and 
OFDM signals, EURASIP Journal on 
Advances in Signal Processing, 2014, 1–16 
(2014). 
[19]. J.G. Proakis, Digital Communications: 
McGrawHill (2000). 
[20]. MathWorks. (15th May, 2015). integral3. 
Available: 
/integral3.html