Ước lượng kênh truyền trong hệ thống SC-FDMA sử dụng trạm chuyển tiếp hai chiều

Ước lượng kênh truyền trong hệ thống
SC-FDMA sử dụng trạm chuyển tiếp hai chiều
Nguyễn Nhật Trường, Lê Thị Phương Mai, Thân Thị Hạnh
Trường Đại học Bách khoa Đà Nẵng
Đà Nẵng, Việt Nam
Email: alongdayx3@gmail.com, lpmai@dut.udn.vn, tthanh181191@gmail.com
Tóm tắt—Các công nghệ di động trong tương lai như
LTE (Long Term Evolution) hay thông tin đa chặng đang
ngày càng phát triển, hướng tới cung cấp cho người dùng
tốc độ truy cập cao cũng như khả năng mở rộng vùng phủ
sóng. Hệ thống đường lên LTE SC-FDMA (Single Carrier
Frequency Division Multiple Access) sử dụng trạm chuyển
tiếp hai chiều đã tận dụng được những ưu điểm của hệ
thống LTE và thông tin đa chặng, tuy nhiên chất lượng
của hệ thống vẫn còn thấp do bị ảnh hưởng mạnh của
kênh truyền và nhiễu tự giao thoa. Trong bài báo này,
chúng ta sẽ tìm hiểu một số phương pháp ước lượng kênh
truyền cho hệ thống SC-FDMA sử dụng trạm chuyển tiếp
hai chiều dựa trên mẫu pilot, từ đó đưa ra một số đánh
giá và nhận xét.
Từ khóa— ước lượng kênh truyền; SC-FDMA; trạm
chuyển tiếp hai chiều; BER; MSE; pilot.
I. GIỚI THIỆU
Truyền thông thông tin đa chặng sử dụng trạm
chuyển tiếp đã và đang được nghiên cứu một cách mạnh
mẽ bởi khả năng mở rộng vùng phủ sóng và độ tin
cậy cao với chi phí thấp [1]. Tuy nhiên, việc thêm một
pha chuyển tiếp làm giảm hiệu quả sử dụng phổ. Bằng
cách sử dụng kỹ thuật mã hóa mạng tương tự (Analog
Network Coding - ANC), việc trao đổi dữ liệu được thực
hiện trong hai pha [2], hiệu quả sử dụng phổ được cải
thiện trong trạm chuyển tiếp hai chiều (Two-way Relay
- TWR). Trong đó trạm gốc và thuê bao truyền đồng
thời tín hiệu trong pha đầu tiên gọi là pha đa truy cập
(Multiple Acess Channel - MAC). Trong pha thứ hai gọi
là pha quảng bá (Broadcast Channel - BC), tín hiệu nhận
được tại trạm chuyển tiếp được khuếch đại và truyền đi.
Bộ khử nhiễu tự giao thoa (Self-Interference Cancelation
- SIC) tại trạm gốc và thuê bao sẽ được dùng để khôi
phục lại tín hiệu mong muốn.
Trong hai xu thế của thế hệ di động 4G (WiMax
và LTE) thì LTE tỏ ra có tiềm năng nhất bởi lợi thế
về tốc độ và khả năng hỗ trợ di động cho thiết bị
đầu cuối. 3GPP (3rd Generation Partnership Project) sử
dụng SC-FDMA cho đường lên và OFDMA (Orthogonal
Frequency Division Multiple Access) cho đường xuống
của LTE [3]. Trong đó SC-FDMA hứa hẹn là một kỹ
thuật truyền thông tốc độ cao [4]. SC-FDMA là một
phiên bản thay đổi từ OFDM với dữ liệu trong miền
thời gian được chuyển qua miền tần số bằng bộ DFT
(Discrete Fourier Transform) trước khi qua các bộ xử lý
như hệ thống OFDM thông thường. Do đó SC-FDMA
thừa hưởng các ưu điểm cũng như độ phức tạp của kỹ
thuật OFDM. Ưu điểm của SC-FDMA so với OFDM là
tỉ số công suất đỉnh trên công suất trung bình (Peak to
Average Power Ratio - PAPR) thấp hơn làm cho các bộ
khuếch đại công suất tại thuê bao đơn giản và hiệu quả
hơn [5].
Mặc dù việc khảo sát hệ thống TWR dựa trên kỹ
thuật ANC đã được tiến hành nhiều nhưng việc khôi
phục lại tín hiệu ban đầu vẫn dựa trên việc biết trước
trạng thái hoàn hảo của kênh truyền [6], [7]. Gần đây,
vấn đề ước lượng kênh truyền trong TWR đã được
nghiên cứu khi kênh truyền có tính thuận nghịch giữa
pha MAC và pha BC [8], [9], [10]. Với kênh truyền
không có tính thuận nghịch trong mạng TWR sử dụng
ANC, việc ước lượng kênh truyền có thể thực hiện theo
hai phương pháp, ước lượng độc lập cho kênh truyền
của pha MAC và pha BC tại trạm chuyển tiếp, trạm gốc
và thuê bao [11], ước lượng kết hợp cho kênh truyền
của pha MAC và pha BC tại trạm gốc và thuê bao [12].
Tuy nhiên, phương pháp đầu tiên đòi hỏi sự phản hồi
kênh truyền ước lượng từ trạm chuyển tiếp về trạm gốc
và thuê bao để khôi phục lại tín hiệu ban đầu. Để tránh
sự phản hồi này, phương pháp ước lượng kết hợp thứ
hai được phát triển cho hệ thống OFDM sử dụng TWR
với kênh truyền có tính thuận nghịch [9], [10].
Để ước lượng kênh truyền, tín hiệu chuẩn được chèn
vào tín hiệu truyền đi cùng với dữ liệu và được gọi là
tín hiệu pilot. Tín hiệu chuẩn sử dụng trong hệ thống
đường lên LTE được tạo từ chuỗi Zadoff-Chu (ZC) do
một số ưu điểm của nó [5]. Trong hệ thống SC-FDMA,
tín hiệu pilot dùng cho việc ước lượng được chèn vào
tất cả các sóng mang khả dụng theo chu kỳ trong miền
thời gian, gọi là sắp xếp tín hiệu pilot kiểu khối (Block-
type Pilot Symbols Arrangement - BTPA) [13]. Sự khác
nhau cơ bản trong cách chèn pilot của đường lên LTE
và BTPA thông thường là tín hiệu pilot trong hệ thống
đường lên LTE được chèn vào ký tự chính giữa (ký tự
thứ tư) trong một khe thời gian (gồm 7 ký tự). Trong
 Hội thảo quốc gia 2014 về Điện tử, Truyền thông và Công nghệ thông tin (ECIT2014) 
ISBN: 978-604-67-0349-5 450
Hình 1. Mô hình hệ thống của mạng TWR.
các nghiên cứu trước đây, việc ước lượng kênh truyền
dựa trên mẫu pilot trong hệ thống SC-FDMA đã được
tìm hiểu. Việc ước lượng có thể được thực hiện trên
miền tần số do đơn giản trong cách tính toán [14]. Với
kênh truyền biến đổi nhanh, ước lượng kênh truyền kết
hợp bộ lọc Kalman cho hiệu quả cao nhưng lại phức tạp
[15].
Trong bài này, chúng ta sẽ khảo sát một số phương
pháp ước lượng trên cơ sở BTPA tại thuê bao cho hệ
thống SC-FDMA sử dụng trạm chuyển tiếp hai chiều dựa
trên kỹ thuật ANC. Ở đây ta giả sử rằng kênh truyền
có tính thuận nghịch, do đó cải thiện được hiệu suất
của mạng TWR [16]. Để ước lượng kênh truyền, chúng
ta có thể sử dụng phương pháp bình phương nhỏ nhất
(Least Square - LS) trong miền thời gian (Time Domain
- TD), miền tần số (Frequency Domain - FD) và miền dữ
liệu (Data Domain - DD). Trong đầu thu SC-FDMA, tín
hiệu sau bộ IDFT (Invert Discrete Fourier Transform) là
tín hiệu QAM (Quadrature Amplitude Modulation) và ta
gọi miền này là miền dữ liệu. Thêm vào đó, trong miền
tần số, ta có thể sử dụng phương pháp ước lượng tối
thiểu hóa trung bình bình phương lỗi (Minimum Mean
Square Error - MMSE) và các phương pháp cải thiện
chất lượng của phương pháp LS ở tỉ số tín hiệu trên
nhiễu (Signal to Noise Ratio - SNR) thấp. Sau khi đã
ước lượng kênh truyền, việc khôi phục lại dữ liệu ban
đầu được thực hiện.
Cấu trúc của bài báo này gồm các phần như dưới
đây. Trong phần II sẽ giới thiệu mô hình của hệ thống
SC-FDMA sử dụng TWR dựa trên kỹ thuật ANC. Các
kỹ thuật ước lượng sẽ được tìm hiểu trong phần III. Kết
quả đánh giá của các phương pháp ước lượng sẽ được
đưa ra thông qua các kết quả mô phỏng ở phần IV. Cuối
cùng, phần V sẽ là phần kết luận của bài báo.
II. MÔ HÌNH HỆ THỐNG
Xét một mạng TWR được cho ở Hình 1 với trạm
gốc BS (Base Station) và thuê bao MS (Mobile Station)
trao đổi dữ liệu với nhau thông qua trạm chuyển tiếp
R (Relay). BS, R và MS đều được trang bị với một
anten duy nhất. Ở đây ta sử dụng trạm chuyển tiếp kiểu
Khuếch đại - Chuyển tiếp (Amplify and Forward - AF),
trạm chuyển tiếp R đơn giản chỉ khuếch đại dạng sóng
của tín hiệu tương tự nhận được rồi chuyển tiếp chứ
Hình 2. Sơ đồ khối hệ thống SC-FDMA.
không giải mã tín hiệu như ở kiểu Giải mã - Chuyển
tiếp (Decode and Forward - DF) [1]. Ta giả sử rằng
không có đường truyền trực tiếp giữa BS và MS. Thông
tin trao đổi được thực hiện trong hai pha. Trong pha đầu
tiên gọi là pha MAC, BS và MS truyền dữ liệu đồng thời
đến R. Trong pha thứ hai gọi là pha BC, trạm chuyển
tiếp R khuếch đại và phát lại tín hiệu nhận được trong
pha đầu tiên về lại BS và MS. Một khi nhận được tín
hiệu từ trạm chuyển tiếp, BS và MS thực hiện việc ước
lượng kênh truyền sau đó khôi phục lại dữ liệu cần thiết.
Giả sử rằng kênh truyền giữa BS và R, MS và R có
tính thuận nghịch và hầu như không thay đổi trong hai
pha truyền dữ liệu. Đáp ứng xung rời rạc của kênh truyền
(Channel Impulse Response - CIR) trong miền thời gian
được cho bởi hi = [hi(0) hi(1) . . . hi(Li − 1)]T , với
[·]T là ma trận chuyển vị của [·], Li là số đường của
kênh đa đường và hi,l là độ lợi pha đinh của đường thứ
l. Công suất phát trung bình của BS, MS và R tương
ứng là P1, P2 và Pr.
Ta sử dụng mô hình tín hiệu SC-FDMA với N sóng
mang. Sơ đồ khối của hệ thống SC-FDMA được cho
như ở Hình 2. Tín hiệu sau khi điều chế được chuyển
thành các luồng song song. Sau khi DFT M điểm, dữ
liệu được đưa qua bộ sắp xếp sóng mang sau đó được
đưa lên sóng mang. Trước khi được truyền đi, dữ liệu
được chèn thêm tiền tố vòng (Cyclic Prefix - CP). Cuối
cùng, dữ liệu được truyền đi sau khi chuyển từ số sang
tương tự (Digital to Analogue Conversion - DAC) và xử
lý cao tần (Radio Frequency - RF).
Giả sử rằng vector dữ liệu sau khi điều chế là
xi,d = [xi,d(0) xi,d(1) . . . xi,d(M − 1)]T . Tín hiệu
chuẩn xi,p = [xi,p(0) xi,p(1) . . . xi,p(M − 1)]T dùng
để ước lượng kênh truyền trong LTE được tạo từ chuỗi
ZC có dạng xi,p (m) = ejφm với φm được xác định bởi
[5]
φm =

−2pir
M
(
m2
2
+ qm
)
,M chan
−2pir
M
(
m(m+ 1)
2
+ qm
)
,M le
(1)
trong đó 0 ≤ m ≤ M − 1, q là số nguyên dương bất
kì và r là số nguyên dương bất kì nguyên tố cùng nhau
 Hội thảo quốc gia 2014 về Điện tử, Truyền thông và Công nghệ thông tin (ECIT2014) 
ISBN: 978-604-67-0349-5 451
với M , i = 1 ứng với trạm gốc BS và i = 2 ứng với
thuê bao MS. Chuyển tín hiệu từ miền thời gian sang
miền tần số
Xi (κ) =
1√
M
M−1∑
m=0
xi,p (m) e
−j2pimκ/M (2)
với κ = 0, 1, . . . ,M . Sau khi chuyển sang miền tần số,
Xi (κ) được điều chế lên sóng mang thứ k
Xi (k) =
{
Xi (κ) , k = ΓM (κ)
0, k 6= ΓM (κ) (3)
với k = 0, 1, . . . , N và ΓM là tập các chỉ số điều chế
sóng mang có M phần tử, nếu nó gồm các phần tử là
các chỉ số liên tiếp nhau thì kiểu sắp xếp sóng mang là
tập trung, nếu các chỉ số không liên tiếp nhau thì kiểu
sắp xếp là phân tán. Sau đó, tất cả tín hiệu sau khi sắp
xếp sóng mang được chuyển về miền thời gian bằng bộ
IFFT (Invert Fast Fourier Transform) N điểm
xi (n) =
1√
N
N−1∑
k=0
Xi (k) e
j2pink/N (4)
Tín hiệu chuẩn xi,p =
[xi,p(0) xi,p(1) . . . xi,p(N − 1)]T đều đã biết
trước tại BS, MS. Tín hiệu cần truyền đi và tín hiệu
chuẩn có liên hệ với công suất phát ‖x1‖2 = NP1
và ‖x2‖2 = NP2 [17]. Trong đó ‖ · ‖ biểu thị chuẩn
Frobenius của ma trận. Để tránh nhiễu liên ký tự (Inter
Symbol Interference - ISI), ta thực hiện chèn CP x˜i =
[xi(N −G) . . . xi(N − 1) xi(0) . . . xi(N − 1)]T .
Thông thường, ta chọn độ dài của CP
G ≥ max (L1, L2) để ISI có thể được loại bỏ
hoàn toàn.
Tín hiệu nhận được tại trạm chuyển tiếp R trong pha
MAC sau khi loại bỏ CP
yr = Ω1x1 +Ω2x2 + zr (5)
trong đó Ωi là ma trận vòng N × N có h˜i =[
hTi 01×(N−Li)
]T
là cột đầu tiên [17], zr là vector nhiễu
nhiệt tại trạm chuyển tiếp R có var (zr) = σ2z , 0a×b
biểu thị ma trận zero có kích thước a× b. Hệ số khuếch
đại tại Relay để công suất phát tại Relay là Pr: α =√
Pr
β1P1 + β2P2 + σ2z
[17]. Trong đó βi =
Li−1∑
l=0
σ2hi(l)
với i = 1, 2 và
{
σ2hi(l)
}Li−1
l=0
là ma trận hiệp phương
sai của kênh truyền.
Tín hiệu nhận được trong miền thời gian tại BS và
MS ở pha BC
yi = αΩiΩixi + αΩiΩjxj + αΩizr + zi (6)
trong đó (i, j) ∈ {(1, 2) , (2, 1)} , zi là vector nhiễu
nhiệt tại BS và MS. Chú ý rằng ΩiΩm là ma trận vòng
Hình 3. Ước lượng trên các miền tại đầu thu hệ thống SC-FDMA.
N ×N có cột đầu tiên
h˜im =
[
hTim 01×(N−L˜im)
]T
= h˜i ~ h˜m (7)
với m = i, j và ~ là ký hiệu của ma trận chập vòng,
vector him có độ dài L˜im = Li+Lm−1 biểu thị những
phần tử khác 0 của phép chập vòng giữa h˜i và h˜m. Phần
tử thứ l của him được cho bởi
him (l) =
min(l,Lm−1)∑
l′=max(0,l−Li+1)
hi (l − l′)hm (l′) (8)
với l = 0, 1, . . . , L˜im − 1 và m = i, j.
III. CÁC PHƯƠNG PHÁP ƯỚC LƯỢNG KÊNH
TRUYỀN DỰA TRÊN MẪU PILOT
Ở phần này ta sẽ tập trung nghiên cứu một số phương
pháp ước lượng dựa trên tín hiệu chuẩn. Việc ước lượng
kênh truyền có thể được thực hiện trong miền thời gian,
miền tần số và miền dữ liệu như ở Hình 3.
A. Phương pháp ước lượng bình phương nhỏ nhất trên
miền thời gian (Time Domain Least Square Channel
Estimation - TDLS)
Bởi vì ma trận ΩiΩi và ΩiΩj là ma trận vòng,
phương trình (6) có thể viết lại [17]
yi =α
[
ψii ψij
] [hii
hij
]
+ αΩizr + zi
=αψihi + z˜i (9)
trong đó ψi =
[
ψii ψij
]
với ψim là ma trận vòng
N × L˜im có xm là cột đầu tiên, hi =
[
hTii h
T
ij
]T
biểu
thị ma trận kênh đa hợp và z˜i = αΩizr + zi. Thành
phần đầu tiên hii và thành phần thứ hai hij là hai yếu
tố cần thiết để khôi phục lại tín hiệu ban đầu.
Phương pháp ước lượng theo tiêu chuẩn LS tìm ước
 Hội thảo quốc gia 2014 về Điện tử, Truyền thông và Công nghệ thông tin (ECIT2014) 
ISBN: 978-604-67-0349-5 452
lượng hˆi của hi để tối thiểu hóa giá trị
J(hˆi) =‖yi − αψihˆi‖2
=
(
yi − αψihˆi
)H (
yi − αψihˆi
)
=yHi yi − αyHi ψihˆi − αhˆ
H
i ψ
H
i yi
+α2hˆ
H
i ψ
H
i ψihˆi (10)
Cho đạo hàm của J(hˆi) theo hˆi bằng 0
∂J(hˆi)
hˆi
= −2α(ψHi yi)∗ + 2α2(ψHi ψihˆi)∗ = 0 (11)
với (·)∗ là ma trận liên hợp phức của (·). Giải ra ta được
αψHi ψihˆi = ψ
H
i yi.
Phương pháp ước lượng TDLS được cho bởi
hˆiLS =
(
αψHi ψi
)−1
ψHi yi (12)
với [·]H là ma trận Hermitian của [·].
B. Phương pháp ước lượng bình phương nhỏ nhất trên
miền tần số (Frequency Domain Least Square Channel
Estimation - FDLS)
Sử dụng FFT (Fast Fourier Transform) cho phương
trình (9) và giải điều chế sóng mang, chuyển tín hiệu
thu được sang miền tần số
Yi = Fyi =F(αψihi + z˜i)
=αFψiF
HFhi + Fz˜i
=αFψiF
HHi + Z˜i (13)
trong đó Yi = Fyi = [Yi(0) Yi(1) . . . Yi(M − 1)]T ,
Z˜i = Fz˜i =
[
Z˜i(0) Z˜i(1) . . . Z˜i(M − 1)
]T
, Hi =
Fhi =
[
HTii H
T
ij
]T
tương ứng là vector tín hiệu thu,
vector nhiễu và vector đáp ứng kênh truyền trong miền
tần số, F =
 W
00
N · · · W 0(N−1)N
...
. . .
...
W
(N−1)0
N · · · W (N−1)(N−1)N
 là ma
trận FFT với WnkN =
1√
N
e−j2pi(n/N)k.
Phương trình (13) có thể được viết lại ở dạng ma trận
Yi = αΨiHi + Z˜i (14)
với Ψi = [diag (Ψij) diag (Ψii)] và Ψim =
[Ψim(0) Ψim(1) . . . Ψim(M − 1)]T = Fxm là vector
FFT của tín hiệu phát.
Sử dụng tiêu chuẩn LS, phương pháp FDLS được
cho bởi
HˆiLS = (αΨHi Ψi)
−1ΨHi Yi = α
−1Ψ−1i Yi (15)
Đối với các khối mà tín hiệu pilot được chèn vào các
sóng mang tại một thời điểm, ước lượng LS trong miền
tần số được lấy đơn giản bằng cách chia biến đổi Fourier
của tín hiệu nhận cho tín hiệu pilot [18].
C. Phương pháp ước lượng tối thiểu hóa trung bình
bình phương lỗi (Minimum Mean Square Error Channel
Estimation - MMSE)
Xét ước lượng LS: HˆiLS = α−1Ψ−1i Yi , H˜i. Sử
dụng hàm trọng lượng W, xác định ước lượng theo tiêu
chuẩn MMSE Hˆi ,WH˜i. Trung bình bình phương lỗi
(Mean Square Error - MSE) của phương pháp FDMMSE
được cho bởi [18]
J(Hˆi) = E
{‖e‖2} = E {‖Hi − Hˆi‖2} (16)
với E {·} là giá trị trung bình.
Phương pháp ước lượng kênh truyền FDMMSE tìm
giá trị ước lượng thông qua W sao cho MSE ở phương
trình (36) là nhỏ nhất. Sử dụng định lý trực giao cho
ước lượng tuyến tính với e = Hi − Hˆi và H˜i trực giao
với nhau [18]
E
{
eH˜
H
i
}
=E
{
(Hi − Hˆi)H˜Hi
}
=E
{(
Hi −WH˜i
)
H˜
H
i
}
=E
{
HiH˜
H
i
}
−WE
{
H˜iH˜
H
i
}
=RHiH˜i −WRH˜iH˜i = 0 (17)
trong đó RAB là ma trận tương quan chéo của ma trận
A và B, RAB = E
{
ABH
}
và H˜i là ước lượng FDLS
được cho bởi
H˜i = α−1Ψ−1i Yi = Hi + α
−1Ψ−1i Z˜i (18)
Giải phương trình (17), ta được W
W = RHiH˜iR
−1
H˜iH˜i ...  J0(0) = 1. Ta có trong một mẫu
SC-FDMA, tương quan trong miền thời gian là ma trận
đơn vị [18].
Kỹ thuật ước lượng FDMMSE có hiệu quả tốt hơn
so với kỹ thuật FDLS, đặc biệt là ở SNR thấp. Kỹ thuật
ước lượng MMSE giả sử rằng đã biết được tương quan
của kênh truyền và nhiễu nên loại bỏ được ảnh hưởng
của kênh truyền và nhiễu tốt hơn nhưng lại phức tạp
trong việc tính toán.
D. Phương pháp ước lượng bình phương nhỏ nhất với
cửa sổ trên miền tần số (Frequency Domain Least
Square Channel Estimation with Rectangule Windowing
- FDLSRW)
Khi sử dụng ước lượng kênh truyền trong miền tần
số, kết quả ước lượng bị ảnh hưởng bởi nhiễu AWGN.
Chính vì lý do này, phương pháp FDLS có hiệu quả thấp
hơn phương pháp FDMMSE mặc dù nó đơn giản hơn
nhiều trong việc tính toán và không cần biết điều kiện
của kênh truyền như phương pháp MMSE. Phương pháp
FDLSRW được đưa ra để giảm ảnh hưởng của nhiễu ở
SNR thấp. Sử dụng phương pháp FDLS, dùng một cửa
sổ hình chữ nhật di chuyển để làm phẳng đáp ứng kênh
truyền ở miền tần số trong khoảng cửa sổ, từ đó có thể
giảm ảnh hưởng của nhiễu [14]. Phương pháp FDLSRW
được biểu diễn dưới dạng toán học
HˆiLSW (k) =
k+[R/2]∑
k−[R/2]+1
δ (i) HˆLS (i)
k+[R/2]∑
k−[R/2]+1
δ (i)
(28)
trong đó k = 0, 1, . . . ,M − 1, R là chiều dài cửa sổ,
δ (i) được định nghĩa bởi δ (i) =
{
1, i ≥ 0
0, i < 0
. Phương
pháp này được thực hiện bằng cách di chuyển cửa sổ
để lấy giá trị trung bình cho từng phần tử của đáp ứng
kênh truyền trong miền tần số sau khi ước lượng bằng
phương pháp FDLS. Hình 4 mô tả nguyên lý của phương
pháp FDLSRW. Phương pháp này được dự kiến có hiệu
quả tốt hơn phương pháp FDLS ở SNR thấp do nó giảm
được ảnh hưởng của nhiễu tốt.
Một vấn đề phải quan tâm ở phương pháp này đó
là chiều dài của cửa sổ sử dụng. Chiều dài của cửa sổ
chọn phải phù hợp với băng thông liên kết [18]. Băng
thông liên kết là tốc độ biến đổi trung bình của kênh
truyền giữa 2 sóng mang con. Trong khoảng băng thông
liên kết, có thể xem kênh truyền là bằng phẳng. Băng
thông liên kết quan hệ với căn trung bình bình phương
trải trễ như sau [18]
Bc ≈ 1
50τrms
(29)
Nếu chọn chiều dài cửa sổ có độ dài lớn thì sẽ chống
được nhiễu tốt hơn, tuy nhiên nếu độ dài đó lớn hơn
băng thông liên kết của kênh truyền thì đáp ứng kênh
truyền đạt được sau phương pháp FDLSRW sẽ bị thay
đổi nhiều dẫn đến lỗi sau khi ước lượng làm tăng tỉ lệ lỗi
bit (Bit Error Rate - BER) của hệ thống. Thông thường,
để tối ưu cho phương pháp này, ta chọn chiều dài cửa sổ
lớn ở SNR thấp và chiều dài cửa sổ bé ở SNR cao. Tuy
nhiên, cách này khó thực hiện cho nhiều người dùng, do
mỗi người dùng chỉ chiếm một vài sóng mang con nên
sẽ giảm hiệu quả của việc chống nhiễu.
 Hội thảo quốc gia 2014 về Điện tử, Truyền thông và Công nghệ thông tin (ECIT2014) 
ISBN: 978-604-67-0349-5 454
Hình 4. Di chuyển cửa sổ với chiều dài không đổi.
E. Phương pháp ước lượng bình phương nhỏ nhất
với bộ lọc thông thấp trên miền tần số (Frequency
Domain Least Square Channel Estimation with Lowpass
Filtering - FDLSLP)
Có một cách khác để loại bỏ ảnh hưởng của nhiễu
trong ước lượng. Có thể thấy rằng đáp ứng kênh truyền
trong miền tần số Hi(n) biến đổi tương đối chậm, từ đó
ta có thể sử dụng bộ lọc thông thấp để loại bỏ ảnh hưởng
của nhiễu cho phương pháp ước lượng [19]. Ở đây ta
sẽ sử dụng phương pháp FDLS để ước lượng HˆiLS sau
đó sử dụng bộ lọc thông thấp để cải thiện hiệu quả cho
phương pháp này. Một chuỗi trong miền biến đổi là một
chuỗi phổ của các bản sao của nó trong miền tần số.
Hàm truyền ước lượng HˆiLS(n) của kênh truyền trong
miền biến đổi được cho bởi
Gˆi (m) =
N−1∑
n=0
HˆiLS (n) e
−
jpinm
N (30)
trong đó m là chỉ số trong miền biến đổi. Thành phần
tín hiệu trong Gˆi (m) nằm ở tần số thấp và nhiễu nằm
ở tần số thấp lẫn tần số cao.
Bộ lọc thông thấp có thể được thực hiện đơn giản bằng
cách cho các giá trị trong vùng tần số cao bằng 0
G˜i (m) =
{
0, fc ≤ m ≤ N − fc − 1
Gˆi (m) , cac truong hop con lai
(31)
trong đó fc là tần số cắt của bộ lọc. Sau đó, thực hiện
biến đổi G˜i (m) về miền tần số bằng IDFT, sẽ thu được
hàm truyền của kênh truyền. Phương pháp này có hiệu
quả thấp hơn so với phương pháp sử dụng cửa sổ.
F. Phương pháp ước lượng bình phương nhỏ nhất
trên miền dữ liệu (Data Domain Least Square Channel
Estimation - DDLS)
Tín hiệu sau bộ IDFT là dữ liệu QAM nên có thể
gọi đây là miền dữ liệu và có thể ước lượng kênh truyền
trong miền này. Trong miền dữ liệu, tín hiệu nhận được
sau bộ IDFT
YMi = αΨ
M
i H
M
i + Z˜
M
i (32)
trong đó [·]M biểu thị ma trận trong miền dữ
liệu, YMi =
[
YMi (0) Y
M
i (1) . . . Y
M
i (M − 1)
]T
là ma trận của tín hiệu thu, Z˜
M
i =[
ZMi (0) Z
M
i (1) . . . Z
M
i (M − 1)
]T
là ma trận
Bảng I. THÔNG SỐ MÔ PHỎNG HỆ THỐNG SC-FDMA
Thông số Đặc tính
Số sóng mang khả dụng 64
Kích thước IFFT/FFT 128
Kiểu điều chế QPSK
Kiểu sắp xếp sóng mang IFDMA
Chuỗi pilot Chuỗi Zadoff-Chu
Kiểu sắp xếp pilot Dạng khối
Độ dài CP 20
Tốc độ lấy mẫu 5MHz
nhiễu sau bộ IDFT, HMi =
[(
HMii
)T (
HMij
)T]T
là
ma trận của kênh truyền, ΨMi =
[
ΨMii Ψ
M
ij
]
với ΨMim
là ma trận vòng M ×M có xMm là cột đầu tiên.
Sử dụng tiêu chuẩn LS cho ước lượng kênh truyền
trong miền dữ liệu
Hˆ
M
iLS =
(
α
(
ΨMi
)H
ΨMi
)−1 (
ΨMi
)H YMi (33)
Các phương pháp ước lượng trong miền này khá phức
tạp. Tuy vậy, phương pháp DDLS có hiệu quả giống như
phương pháp FDLS.
IV. KẾT QUẢ MÔ PHỎNG
Trong phần này ta sẽ đưa ra kết quả mô phỏng các
phương pháp ước lượng kênh truyền cho hệ thống SC-
FDMA sử dụng trạm chuyển tiếp hai chiều. Ta chỉ khảo
sát việc ước lượng tại thuê bao MS, việc ước lượng tại
trạm gốc cũng cho kết quả tương tự. Giả sử rằng công
suất phát tại BS, MS và R đều bằng nhau P1 = P2 = Pr.
Sử dụng hệ thống SC-FDMA với các thông số được cho
ở Bảng I. Ta sử dụng chuỗi Zadoff-Chu cho việc ước
lượng với q = 0 và r = 3, khi đó tín hiệu chuẩn có dạng
xi,p (m) = exp
(
−j3pim
2
64
)
(34)
với m = 0, 1, . . . , 63. Ta chọn kênh truyền giữa trạm
gốc BS và trạm chuyển tiếp R có dạng suy hao theo
hàm mũ với
σ2hi(l) =
1− e−ai
1− e−aiLi e
−ail (35)
với l = 0, 1, . . . , Li − 1, ở đây ta chọn L1 = 6 và
ai =
10
Li − 1 để cho β1 = 1. Kênh truyền giữa trạm
chuyển tiếp R và thuê bao MS là mô hình kênh ITU
PedA với L2 = 3 [20].
Để kiểm tra lại hiệu quả của các phương pháp ước
lượng đã khảo sát ở trên, kết quả mô phỏng được chia
làm hai phần. Trong phần đầu tiên, ta sẽ so sánh hiệu
quả của các phương pháp ước lượng thông qua MSE.
Trong phần thứ hai, ta sẽ so sánh BER của hệ thống khi
sử dụng các phương pháp ước lượng với nội suy theo
kiểu khối (Block Interpolation - BI).
 Hội thảo quốc gia 2014 về Điện tử, Truyền thông và Công nghệ thông tin (ECIT2014) 
ISBN: 978-604-67-0349-5 455
−10 −5 0 5 10 15 20 25 30
10−3
10−2
10−1
100
101
102
SNR (dB)
M
SE
MSE cua cac phuong phap uoc luong cho kenh truyen da hop tu BS qua R den MS
h21 TDLS
H21 FDLS
H21 FDMMSE
H21 FDLSRW7
H21 FDLSRW11
H21 FDLSLP
H21 DDLS
−10 −5 0 5 10 15 20 25 30
10−3
10−2
10−1
100
101
102
SNR (dB)
M
SE
MSE cua cac phuong phap uoc luong cho kenh truyen da hop tu MS qua R den MS
h22 TDLS
H22 FDLS
H22 FDMMSE
H22 FDLSRW7
H22 FDLSRW11
H22 FDLSLP
H22 DDLS
Hình 5. MSE của các phương pháp ước lượng kênh truyền.
A. MSE
MSE được cho bởi [21]
MSE = E
{
‖Θi − Θˆi‖2
}
(36)
với Θˆi là đáp ứng kênh truyền có được sau khi ước
lượng và Θi là đáp ứng kênh truyền thực tế.
MSE của các phương pháp ước lượng được cho ở
Hình 5. Ta thấy rằng MSE của phương pháp TDLS là
tốt nhất do trong miền thời gian, giả sử rằng đã biết
được độ dài đáp ứng xung của kênh truyền nên sẽ cho
kết quả ước lượng tốt. Tiếp đến là MSE của FDMMSE.
Tuy MSE của FDMMSE không tốt như TDLS nhưng
vẫn bé hơn phương pháp FDLS ở SNR thấp và ở SNR
cao thì hai phương pháp này tương đương nhau, nguyên
nhân là do trong ước lượng MMSE, giả sử rằng tương
quan chéo của kênh truyền gốc và sau khi ước lượng,
tương quan của nhiễu đã biết. Phương pháp FDLS và
DDLS có kết quả như nhau do hiệu quả ước lượng trong
hai miền này tương đương nhau, chỉ khác nhau ở bộ
IDFT. FDLS có MSE tương đối cao nhưng có thể dùng
phương pháp FDLSLP và FDLSRW để cải thiện MSE
ở SNR thấp nhưng ở SNR cao thì hiệu quả của các
phương pháp này rất thấp do kênh truyền ước lượng bị
san phẳng. MSE của FDLSRW có chiều dài cửa sổ 11
thấp hơn FDLSRW có chiều dài cửa sổ 7 ở SNR thấp,
do cửa sổ càng lớn thì càng loại bỏ ảnh hưởng của nhiễu
tốt hơn. Nhưng ở SNR cao, MSE của FDLSRW có chiều
dài cửa sổ 7 lại thấp hơn so sới chiều dài cửa sổ 11 bởi
vì cửa sổ có chiều dài 11 lớn hơn băng thông kết hợp
làm tăng sự giao thoa. Do đó ở SNR thấp ta chọn cửa
sổ có chiều dài lớn và ở SNR cao thì chọn cửa sổ có
chiều dài nhỏ hơn để có hiệu quả tốt hơn.
B. BER
Để khảo sát hiệu quả của các phương pháp ước lượng
cho hệ thống SC-FDMA sử dụng TWR theo thông số
BER, ta tạo các chuỗi bit dữ liệu ở BS và MS. Sau đó
xử lý chuỗi bit theo sơ đồ khối phía phát của hệ thống
SC-FDMA như ở Hình 2. Tín hiệu phát từ BS và MS
sẽ đi qua kênh truyền rồi đến R ở pha đầu tiên, ở pha
thứ hai R sẽ khuếch đại tín hiệu nhận được rồi phát lại
cho BS và MS. Ở BS và MS sẽ tiến hành xử lý tín hiệu
thu theo sơ đồ khối phía thu của hệ thống SC-FDMA
như ở Hình 2, kết hợp với các phương pháp ước lượng
và cân bằng kênh truyền để tạo lại chuỗi bit. Việc cân
bằng kênh có thể được thực hiện tại các miền như ở ước
lượng kênh. Nguyên lý cân bằng kênh truyền đều thực
hiện như nhau trong mỗi miền. Từ phương trình (9) ta
xét cân bằng kênh trong miền thời gian
ψˆij = hˆ
−1
ij α
−1yi − hˆiihˆ
−1
ij ψii (37)
Sau đó so sánh chuỗi bit tạo được và chuỗi bit ban
đầu, ta sẽ tính được BER cho mỗi phương pháp ước
lượng. Qua Hình 6 có thể thấy hiệu quả của các phương
pháp được thể hiện rõ như đã xét MSE. Phương pháp
TDLS có BER tốt nhất. Phương pháp FDMMSE cũng
có BER xấp xỉ phương pháp TDLS do phương pháp này
đã biết được tương quan chéo của kênh truyền và phân
bố nhiễu. Phương pháp FDLSRW có BER tương tự như
FDMMSE và thấp hơn phương pháp FDLS ở SNR thấp
do nó triệt được nhiễu tốt. Tuy nhiên ở SNR cao thì
hiệu quả của phương pháp này giảm rõ rệt. Độ dài cửa
 Hội thảo quốc gia 2014 về Điện tử, Truyền thông và Công nghệ thông tin (ECIT2014) 
ISBN: 978-604-67-0349-5 456
0 5 10 15 20 25 30
10−5
10−4
10−3
10−2
10−1
100
SNR (dB)
BE
R
BER cua he thong SC−FDMA su dung TWR voi cac phuong phap uoc luong
Khong co uoc luong
TDLS
FDLS
FDMMSE
FDLSRW7
FDLSRW11
Hình 6. BER của các phương pháp ước lượng kênh truyền.
sổ của phương pháp FDLSRW ảnh hưởng nhiều đến kết
quả của BER ở SNR cao. Có thể thấy tuy xấp xỉ nhau
nhưng ở SNR thấp, độ dài cửa sổ là 11 tốt hơn 7 nhưng
ở SNR cao thì ngược lại. Phương pháp FDLS có hiệu
quả tương đối và đơn giản trong tính toán.
V. KẾT LUẬN
Hệ thống SC-FDMA sử dụng trạm chuyển tiếp hai
chiều đã tận dụng được những ưu điểm của hệ thống
LTE thông tin đa chặng, tuy nhiên chất lượng của hệ
thống vẫn cần được cải thiện nhằm cung cấp cho người
dùng những dịch vụ tin cậy, tốc độ cao. Trong bài báo
này, chúng ta đã khảo sát một số phương pháp ước lượng
kênh truyền dựa trên mẫu pilot nhằm tăng chất lượng
của hệ thống trong môi trường pha đinh đa đường. Việc
ước lượng có thể được thực hiện trong miền thời gian,
miền tần số và miền dữ liệu. Trong đó việc thực hiện
trong miền thời gian cho hiệu quả tốt nhất nhưng lại có
độ phức tạp cao hơn ở các miền khác, trong miền tần
số đơn giản hơn và cho hiệu quả như ở miền dữ liệu.
Tùy thuộc vào yêu cầu chất lượng, độ phức tạp mà ta
có thể sử dụng linh động các phương pháp để tăng chất
lượng của hệ thống.
TÀI LIỆU THAM KHẢO
[1] S Berger, M Kuhn, A Wittneben, “Recent Advances in Amplify-
and-Forward Two-hop Relaying,” IEEE Comm. Mag., pp.
50–56, 2009.
[2] B Rankov, A Wittneben, “Spectral Efficient Protocols for Half-
duplex Fading Relay Channels,” IEEE J. Select. Areas Comm.,
pp. 379–389, 2007.
[3] Harri Holma, Antti Toskala, “LTE for UMTS – OFDMA and
SC-FDMA Based Radio Access,” John Wiley and Sons Pte Ltd,
2009.
[4] IXIA, “SC-FDMA: Single Carrier FDMA in LTE,” IXIA White
Paper, November 2009.
[5] Hyung G.Myung, David J.Goodman, “Single Carrier FDMA: A
New Air Interface for Long Term Evolution,” John Wiley and
Sons Pte Ltd, 2008.
[6] C Ho, R Zhang, YC Liang, “Two-way Relaying over OFDM:
Optimized Tone Permutation and Power Allocation,” inProc.
IEEE Int. Conf. Comm. (ICC), Beijing, China, May 2008.
[7] Z Li, X Xia, B Li, “Achieving Full Diversity and Fast
ML Decoding via Simple Analog Network Coding for Asyn-
chronous Two-way Relay Networks,” IEEE Trans. Comm., pp.
3672–3671, 2009.
[8] F Gao, R Zhang, YC Liang, “Optimal Channel Estimation and
Training Design for Two-way Relay Networks,” IEEE Trans.
Comm., pp. 3024–3033, 2009.
[9] W Yang, Y Cai, J Hu, “Channel Estimation for Two-way Relay
OFDM Networks,” EURASIP J. Wireless Comm. Network, pp.
1–6, 2010.
[10] G Wang, F Gao, Y Wu, C Tellambura, “Joint CFO and Channel
Estimation for OFDM-based Two-way Relay Networks,” IEEE
Trans. Wireless Comm., pp. 456–465, 2011.
[11] H Gacanin, T Sjo¨din, F Adachi, “On Channel Estimation
for Analog Network Coding in a Frequency-selective Fading
Channel,” IEEE EURASIP J. Wireless Comm. Network, pp.
1–12, 2011.
[12] I Prodan, T Obara, F Adachi, H Gacanin, “Performance of Pilot-
assisted Channel Estimation without Feedback for Broadband
ANC Systems using OFDM Access,” EURASIP J. Wireless
Comm. Netw., pp. 1–21, 2012.
[13] 3GPP TS 36.211 version 11.4.0 Release 11, “LTE; Evolved Uni-
versal Terrestrial Radio Access (E-UTRA); Physical Channels
and Modulation,” 2013-10.
[14] S. C. Huang, J. C. Lin and K. P. Chou, “Novel Channel
Estimation Techniques on SC-FDMA Uplink Transmissions,”
Proc. IEEE Vehicular Technology Conf., 2010.
[15] Bahattin Karakaya, H¨useyin Arslan, Hakan Ali C¸ırpan, “Chan-
nel Estimation for LTE Uplink in High Doppler Spread,”
Wireless Communications and Networking Conference, IEEE,
pp. 1126-1130, 2008.
[16] KJ Lee, IK Lee, “Achievable Rate Regions for Two-way MIMO
AF Multiple-relay Channels,” Proc. IEEE Veh. Technol. Conf.
(VTC-Spring). Budapest, Hungary, May 2011.
[17] Minh Tam Tran, JinSooWang, Iickho Song and Yun Hee
Kim, “Channel Estimation and Optimal Training with the
LMMSE Criterion for OFDM-based Two-way Relay Networks,”
EURASIP Journal on Wireless Communications and Network-
ing 2013, 2013.
[18] Yong Soo Cho, Jaekwon Kim, Won Young Yang, Chung-Gu
Kang, “MIMO OFDM Wireless Communications with MAT-
LAB,” IEEE Press - John Wiley and Sons Pte Ltd, 2010.
[19] Moussa Diallo, Rodrigue Rabineau, Laurent Cariou and Mary-
line Hélard, “Transform Domain Based Channel Estimation for
3GPP/LTE Systems,” InTech, September 2010.
[20] 3GPP TS 25.104 version 11.6.0 Release 11, “Universal Mobile
Telecommunications System (UMTS); Base Station (BS) Radio
Transmission and Reception (FDD),” 2013-07.
[21] John G. Proakis, “Digital Communications 4thed,” McGraw -
Hill, 2000.
 Hội thảo quốc gia 2014 về Điện tử, Truyền thông và Công nghệ thông tin (ECIT2014) 
ISBN: 978-604-67-0349-5 457